??? 根據(jù)同步接收機的結(jié)構(gòu)，設(shè)計出擴頻及其同步電路，可變碼擴頻可選用不同長度的PN碼和三進制碼，如圖2所示。

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1.2 擴頻與解擴實現(xiàn)
??? 下面分別介紹MBOK和PN碼擴頻的過程。
1.2.1 MBOK擴頻
??? 由于MBOK正交序列碼集是由計算機搜索到的偽正交碼，所以沒有一定的生成多項式，本文采用查表法實現(xiàn)擴頻。表1是由802.15.3a工作組給出的一組三進制擴頻碼。

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??? 擴頻單元主要由寄存器、ROM和并串轉(zhuǎn)換模塊構(gòu)成。首先，輸入的1位原始位信息放在寄存器中變?yōu)榉栃畔ⅲ栃畔⒌膫€數(shù)由M決定。寄存器輸出兩個值，一個是地址信息，用于在ROM中選擇正交序列；一個是相位信息，用于調(diào)制序列的相位信息。由于MBOK是由{1，0，-1}組成的三進制正交碼，而-1無法用硬件描述語言實現(xiàn)，將其映射為有符號數(shù)。在本文中，用11代表-1，01代表+1，00代表0。即ROM中存放的是映射后的48位二進制序列。當(dāng)相位信息為1時，選擇的序列相位取反；相位信息為0時，序列相位不變。然后將這些并行的序列經(jīng)過并串轉(zhuǎn)換模塊輸出，以便調(diào)制脈沖相位。-1和+1的相位相差180度，而0表示沒有脈沖信號發(fā)出。MBOK擴頻端設(shè)計如圖3所示。

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??? 從每個脈沖信號的相位信息中提取出碼片信息11或01，沒有脈沖信號時，碼片信息為00。在接收端，采用相關(guān)解擴法。將碼片信息分別存儲在24位的符號寄存器和24位的數(shù)值寄存器內(nèi)。寄存器中的序列被送至各個相關(guān)運算單元進行相關(guān)運算，在每個相關(guān)運算單元中，有兩個相關(guān)器，一個用于計算符號信息，另一個計算數(shù)值信息。然后將其積分得到序列之間的相關(guān)值，將8組相關(guān)運算單元計算得出的相關(guān)值送入判決器，在判決器中跟各個門限值進行比較，從而恢復(fù)出原始符號信息。最后的位信息經(jīng)并串轉(zhuǎn)換模塊輸出。如圖4所示。

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1.2.2 PN碼擴頻
??? PN碼擴頻一共分為三個模塊：時鐘分頻模塊、擴展模塊和并串轉(zhuǎn)換模塊。
??? 分頻模塊主要作用是實現(xiàn)時鐘的分頻，分頻大小取決于擴頻的位數(shù)。
??? 擴展模塊按照預(yù)先設(shè)定的擴頻序列對輸入信號進行擴頻，這里采用的是31位的M序列，如果輸入信號為1，則以原碼輸出，如果是0，則以其反碼輸出。
??? 并串轉(zhuǎn)換模塊是將擴展模塊輸出的并行數(shù)據(jù)串行輸出。
??? 解擴就是在一碼元周期里對比特數(shù)據(jù)進行相關(guān)積分，并設(shè)置一高一低兩個門限閾值。如果積分值大于高門限，則譯為1，如果積分值小于低門限，則譯為0。
1.3 匹配濾波器設(shè)計
??? 匹配濾波器（DMF）實現(xiàn)捕獲的基本思想是利用自相關(guān)特性識別碼序列，相關(guān)過程相當(dāng)于接收信號滑過碼序列，每個時刻都產(chǎn)生一個相關(guān)結(jié)果，當(dāng)滑到兩序列對齊時，有相關(guān)峰值輸出。在沒有任何干擾的情況下，匹配濾波器最多只需要一個擴頻序列的周期，就可以檢測出同步相位。PN方式擴頻時，采用31位M序列作為UWB中用來同步的preamble。其本原多項式為f(x)=x⁵+x⁴+x³+x²+1。最后為了處理方便，在31位M序列末尾加了1位0。使用MBOK方式擴頻時，用24位的三進制擴頻序列。
??? 綜合本模塊設(shè)計和后面控制模塊的設(shè)計，以PN碼擴頻為例，給出如下算法：
??? (1)啟動模64計數(shù)器（MBOK方式為48），在一個符號時間內(nèi)尋找匹配濾波器最大值出現(xiàn)的位置，如果該值達到了設(shè)定的閾值，記錄該位置。
??? (2)啟動重合檢測，連續(xù)檢測8個符號內(nèi)的最大值位置，若這8個最大值出現(xiàn)的最大值位置有若干個（預(yù)先設(shè)定）與初次檢測到的位置一致，則認為捕獲初步完成，進入跟蹤，否則回到(2)。
??? (3)啟動門限檢測器，對(2)中連續(xù)8個符號內(nèi)的最大值做平均，均值與設(shè)定的門限做比較。如果高于門限，則認為捕獲完成，進入跟蹤狀態(tài)，否則回到(1)。
??? 在運用FPGA實現(xiàn)匹配濾波器時，由于匹配濾波器系數(shù)僅有0和1，該濾波器中并不包含有真正意義上的乘法器，濾波器采樣速率為PN碼的2倍.由于匹配濾波器中的移位寄存器消耗大量的邏輯資源，采用如圖5的設(shè)計可以減少一半的移位寄存器。雙口RAM的讀寫地址相差16^[4][5]。

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1.4 跟蹤電路設(shè)計
??? 圖6是跟蹤電路結(jié)構(gòu)的設(shè)計框圖，匹配濾波器n位輸出送至比較器進行比較，然后將比較結(jié)果分別送給n位和1位的加法器處理，接著將輸出值送至有限狀態(tài)機，最后由除法器和減法器配合有限狀態(tài)機工作，從而實現(xiàn)跟蹤功能。

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??? 本設(shè)計采用的是延遲鎖定環(huán)。輸入PN碼信號分別與本地產(chǎn)生的延遲相差1位的PN碼進行相關(guān)運算。這兩個相互延遲1位的PN碼序列可由本地PN碼發(fā)生器提前T_c/2和滯后T_c/2得到。按照PN碼相關(guān)特性，輸入信號與本地PN碼的相關(guān)特性為三角波。兩個移位自相關(guān)函數(shù)R(τ+T_c/2)和-R(τ+T_c/2)相加形成的曲線如圖7所示。S曲線表明，如果收到的信號與本地PN碼相差有提前或延后，則加法器輸出為正值或負值。可以看出，在時間偏差-T_c/2～T_c/2之間，延遲鎖定環(huán)的輸出值和時間偏差τ成正比。此值經(jīng)過處理后送給DDS，經(jīng)過它再去調(diào)整本地模板信號，使本地模板波形的頻率隨相位跟蹤接收信號變化。這就是本設(shè)計延遲鎖定環(huán)的基本工作情況。本論文中，減法器和有限狀態(tài)機及后面所設(shè)計的DDS一起完成延遲鎖定功能^[6]。

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??? 在正常情況下(即同步狀態(tài))，S曲線鎖定在0點。如果出現(xiàn)同步有少許偏差的情況，則會送出信號給DDS模塊，最后產(chǎn)生修正同步偏差的數(shù)字載波。
??? 此外，同步中比較復(fù)雜的狀態(tài)轉(zhuǎn)換也由此部分來控制。下面逐步說明同步過程中狀態(tài)轉(zhuǎn)換情況。首先，不斷判斷匹配濾波器相關(guān)值輸出，如果超過了閾值，則進入了捕獲的第一個狀態(tài)，也就是重合檢測狀態(tài)。其中用high代表濾波器系數(shù)高位與輸入數(shù)據(jù)的相關(guān)值，low代表濾波器系數(shù)低位與輸入數(shù)據(jù)相關(guān)值，dlow為low的延遲輸出。Sum為high與dlow之和。即為匹配濾波器的輸出，location代表的是第一個符號內(nèi)匹配濾波器輸出值最大時的位置,flag則是用來跟蹤每一個符號周期內(nèi)最大值的位置。
??? 等到重合檢測結(jié)束，將step的值與設(shè)定的閾值作比較，若大于閾值，則進入了捕獲的次狀態(tài)，即門限檢測狀態(tài)，由此已經(jīng)確定了最大值的位置（position的值），此時將滿足條件最大值的和即（asum）和重合次數(shù)（step）的值送給除法器做門限檢測。
??? 若門限檢測通過，系統(tǒng)進入跟蹤狀態(tài)。此時給出控制信號（en），讓解擴模塊開始工作。在跟蹤狀態(tài)中，要比較每個符號周期內(nèi)最大值出現(xiàn)位置（position）前后半個碼片的相關(guān)值，它們的差值送給DDS，作為調(diào)整信號。
??? 圖8和圖9分別為信號轉(zhuǎn)換示意圖和同步控制模塊狀態(tài)轉(zhuǎn)換圖。圖8中的quo和dis分別為除法器輸出和延遲鎖定環(huán)差值輸出。

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1.5 DDS的設(shè)計
??? DDS主要由L位累加器、L位寄存器和正弦值存儲ROM表構(gòu)成。在本設(shè)計中，L取值為8。ROM里存儲的值是由相位碼計算出來的與之對應(yīng)的幅度碼。正弦波輸出的值可用9位二進制數(shù)來表示，其最大值設(shè)為011111111。最高位為符號位。其幅度值可用公式255sin2πn/256計算出的值截短得到。然后將計算得到的值存儲在ROM當(dāng)中，ROM的位寬為8位，深度是256。延遲鎖定環(huán)輸出值可以算出基帶信號頻率的偏差，設(shè)為f，根據(jù)DS-UWB射頻中心頻率和碼片速率3倍的關(guān)系，DDS可以產(chǎn)生出相應(yīng)頻率的數(shù)字載波，通過DAC的輸出信號來調(diào)節(jié)本地模板信號，從而使系統(tǒng)始終處于精確同步狀態(tài)。
1.6 同步模塊的復(fù)用及可變碼長
??? 碼長的調(diào)整只需要調(diào)整相對應(yīng)的信號位寬，由于匹配濾波器、DDS及除法器模塊對于PN碼及MBOK擴頻都是通用的，也只需要調(diào)整一下信號位寬的參數(shù)。需要考慮的是延遲鎖定環(huán)單元，采用MBOK擴頻的三進制序列有著良好的自相關(guān)性能，而且其自相關(guān)性與PN碼相似，所以也可以使用延遲鎖定環(huán)來進行跟蹤。
2 系統(tǒng)仿真和驗證
??? 圖10為整個系統(tǒng)的信號連接框圖，共分為匹配濾波器、除法器、延遲鎖定環(huán)、直接頻率合成、擴頻和解擴模塊6個部分。其中con為碼型控制信號，當(dāng)con為高電平時，系統(tǒng)采用PN碼擴頻方式；當(dāng)con為低電平時，系統(tǒng)采用三進制碼的MBOK擴頻方式。

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??? 圖11和圖12分別是用PN碼(con為1)和三進制碼擴頻（con為0）的后仿波形，測試時使用的是相同的數(shù)據(jù)，可以看到在這兩種情況下，擴頻系統(tǒng)均能正確解擴。

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??? 本系統(tǒng)以MBOK為例在Altera的cycloneII系列EP2C35F672C8上進行了驗證。通過比較可以看到，用Quartus后仿真的波形與FPGA驗證波形完全一致。圖13為用邏輯分析儀測出的FPGA驗證波形圖，系統(tǒng)在復(fù)位信號變高之后開始工作，datain的前面8個時鐘周期的1是用于捕獲的前導(dǎo)符，此后同步捕獲獲得成功，則由控制單元給出解擴的使能信號，然后由解擴單元輸出有效的數(shù)據(jù)信號。可以看到，除了由于數(shù)據(jù)處理帶來的延時之外，經(jīng)過同步解擴以后的數(shù)據(jù)dataout與擴頻之前完全一致。而datao是DDS輸出的調(diào)整同步的數(shù)字載波信號。如果同步，則輸出為0；否則會把相應(yīng)的數(shù)值送給DDS單元來調(diào)整。

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