0 引言

    Ka波段單片式微波集成電路（Monolithic Microwave Integrated Circuit，MMIC）在軍用電子裝備和民用電子產品領域已表現出巨大的潛力和優勢。MMIC技術可以滿足系統對低成本、小型化以及高可靠性和一致性的要求，在寬帶無線接入、區域多點傳輸服務（LMDS）以及微衛星通訊等領域得到了廣泛的應用。當采用混合微波集成電路技術（Hybrid Microwave Integrated Circuit，HMIC）時，常用的Ka波段接收系統一般由濾波器、低噪聲放大器（Low Noise Amplifier，LNA）、混頻器、本振及倍頻器等多塊芯片實現。由于系統裝配過程中人工焊接和器件單獨封裝導致寄生參數的影響，以及芯片間互聯可能導致的失配和損耗，采用數量眾多的芯片將不可避免地降低系統的可靠性和一致性。同時，復雜的電路裝配及調試過程難度高，費時費力，大大增加了人工和時間成本，降低了產品重復生產的能力。相較于HMIC技術，專用系統級MMIC高度集成了多個單功能電路以完成特定系統功能，避免了裝配過程對系統性能指標的影響，提高了系統的一致性。基于上述優點，高性能Ka波段MMIC接收機已得到了廣泛的應用^[1-4]。

    合成孔徑微波輻射計作為一種被動傳感器，主要用于測量物體微波輻射，廣泛應用于射電天文、地球遙感、軍事偵察、人體安檢等領域。其中，被動毫米波成像的綜合孔徑體制是將稀疏分布的小孔徑天線之間的干涉測量結果通過數字波束合成的辦法將其綜合成一個大的等效孔徑，從而實現高分辨率成像，通過數字波束掃描實現視場范圍內圖像的瞬時成像^[5]。為了達到較高的空間分辨率，綜合孔徑輻射計通常需要較多的接收通道數量。因此其成像性能不僅取決于每個接收射頻前端通道的性能參數，還取決于各接收射頻前端通道之間的一致性^[6]。因此，高性能的射頻前端設計及各接收射頻前端通道的參數一致性，成為了綜合孔徑輻射計面臨的重要問題。

    當前國際上對MMIC接收前端的研究取得了一定進展，在工程應用方面的研究也正在全面展開，然而很少有用于合成孔徑輻射計MMIC設計的報道^[7-8]。鑒于MMIC對提高綜合孔徑輻射計各通道一致性和降低成本的優勢，對于綜合孔徑輻射計射頻前端MMIC的研究具有一定意義和價值。

    本文提出了一種應用于合成孔徑輻射計的低噪聲下變頻MMIC接收機?？紤]到應用背景對于高靈敏度的要求，芯片可以在一定帶寬內滿足射頻前端高增益和低噪聲的要求。芯片集成了一個四級低噪聲放大器和由雙平衡混頻器子模塊組成的鏡像抑制混頻器。為減小芯片尺寸，在保證整體電路性能的前提下，采用微帶線代替電感，并適當彎折巴倫使設計更為緊湊。設計采用OMMIC公司0.13 μm砷化鎵工藝，基底厚度為100 μm。

1 電路結構分析

    低噪聲下變頻芯片設計版圖如圖1所示。該設計包括一個四級低噪聲放大器和由雙平衡混頻器子模塊組成的鏡像抑制混頻器。

1.1 低噪聲放大器

    對于低噪聲放大器的設計主要考慮噪聲、增益、線性度、穩定性和芯片尺寸等指標。設計采用的低噪聲放大器原理圖如圖2所示。為拓寬工作頻帶和提高增益平坦度，電路從漏極到源極引入負反饋。反饋電路由電阻、電容和微帶線串聯組成。電阻的阻值會直接影響反饋量，從而影響電路整體增益；電容用于將偏置電路和反饋電路分隔開，避免直流量倒流至柵極，也用于調整反饋強度和相位；微帶線代替電感，作用是減少信號高頻反饋量，以補償S21在高頻段的損失，維持高頻段的增益不變。另外，合理的設置反饋電阻和電容的值，也可以得到良好的輸入、輸出駐波比。由于反饋網絡的引入會增加額外的噪聲，所以本設計僅在第三級和第四級引入反饋網絡。

    仿真結果顯示，在輸入信號頻率為28～36 GHz時，放大器增益為27～29 dB，噪聲系數為2.2～2.5 dB，電路無條件穩定。

1.2 雙平衡混頻器

    圖3展示了由雙平衡混頻器子模塊組成的鏡像抑制混頻器。雙平衡混頻器的優點是工作頻帶寬、端口隔離度高、輸出信號諧波分量少、動態范圍大，同時可以抑制相位噪聲。雙平衡混頻器由本振、射頻輸入巴倫、環形二極管和中頻輸出組成。在該結構中，巴倫不僅作為變壓器將輸入信號分成兩路幅度相等、相位相反的差分信號，同時也作為電感存在影響阻抗匹配。因此，設計高性能的巴倫是設計雙平衡混頻器的關鍵。在以往的設計中，Marchand巴倫以其簡單的結構和寬的工作帶寬常被采用。平面結構的Marchand巴倫包括兩段四分之一波長耦合線，偶-奇模分析可以分析和設計這一巴倫結構^[9]。

1.3 鏡像抑制混頻器

    由于鏡頻干擾的存在，接收機系統常在低噪聲放大器和混頻器之間增加鏡像抑制濾波器，或采用鏡像抑制混頻器解決這一問題。對于MMIC，Ka波段寬帶鏡像抑制濾波器難以實現。因此，本設計采用鏡像抑制混頻器與低噪聲放大器進行集成。鏡像抑制混頻器由兩個獨立的雙平衡混頻器、Wilkinson功分器和Lange耦合器組成。中頻輸出巴倫由于其較大的尺寸一般在芯片外使用。鏡像抑制混頻器工作原理簡述如下：射頻輸入信號經Lange耦合器變為正交的兩路信號，與已經經過Wilkinson功分器功率分配的兩路同相位的本振信號在兩個雙平衡混頻器分別進行混頻，輸出的兩路正交中頻信號經中頻巴倫合成就可以得到需要的中頻信號，而鏡頻干擾信號在這一過程中被抵消。對于大部分設計，諧波混頻器被用于基本混頻模塊組成鏡像抑制混頻器。諧波混頻器的優點在于結構簡單，本振頻率低。但是諧波混頻器對比其他基本混頻單元性能稍差，同時需要額外的電路提高端口隔離度。因此本設計采用雙平衡混頻器組成鏡像抑制混頻器子模塊。

2 仿真結果展示

    設計采用OOMIC公司D01PH工藝庫，下文中所有仿真結果均是在ADS環境下仿真得到。圖4展示了混頻增益隨本振功率變化的情況，圖中信號頻率為34 GHz，中頻信號頻率為4 GHz。由于采用了雙平衡混頻器，需要的本振驅動功率較大。較高的本振功率主要用于驅動雙平衡混頻器中的環形二極管。當本振輸入功率大于14 dBm時，系統可以得到最佳的增益及噪聲性能。圖5展示了變頻增益隨射頻信號頻率變化的曲線，可以看到射頻信號頻率為28～36 GHz時，混頻增益為17～20 dB。圖6展示了噪聲系數隨射頻信號頻率變化的曲線，可以看到射頻信號頻率為28～35 GHz時，噪聲系數為2.6～3 dB。上述結果是在本振輸入功率為15 dB，頻率為28 GHz下得到的。圖7展示了本振和射頻端口的輸入回波損耗，29～34 GHz射頻信號反射系數在-5 dB以下。圖8展示了本振-射頻、本振-中頻隔離度，可以看到由于采用了雙平衡混頻器，電路實現了良好的端口隔離。

    圖9展示了系統輸入功率1 dB壓縮點隨射頻頻率變化的曲線。

    表1總結了仿真得到的性能參數，并與文獻[1-4]中給出的MMIC接收機性能指標進行了比較?？梢钥吹剑驹O計在噪聲系數和變頻增益指標上要優于其他設計。

3 結論

    基于0.13 μm GaAs pHEMT工藝，本文成功設計了一款低噪聲下變頻接收機模塊。該設計由4級低噪聲放大器模塊和由雙平衡混頻器組成的鏡像抑制混頻器組成。仿真結果顯示，在輸入信號頻率為29～34 GHz時，芯片的變頻增益為17～20 dB，鏡像抑制度超過20 dBc，噪聲系數為2.6～3 dB。其性能指標滿足合成孔徑輻射計系統的要求。

參考文獻

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