文獻(xiàn)標(biāo)識碼： A
文章編號： 0258-7998(2015)04-0056-04
0 引言
為了滿足現(xiàn)代無線通信對高速率的要求，通信系統(tǒng)采用了更加復(fù)雜的調(diào)制方式，對射頻電路設(shè)計(jì)的性能指標(biāo)要求也越來越苛刻。低互調(diào)失真、高線性度是當(dāng)前無線射頻前端設(shè)計(jì)的重要問題之一[1]。射頻功率放大器（PA）處于通信系統(tǒng)中信號發(fā)射機(jī)的末端，對發(fā)射信號的質(zhì)量起著決定性作用，然而由于PA工作在大信號下，所以其線性度差一直是難以克服的問題。常用的PA線性化技術(shù)都是基于系統(tǒng)級的，電路復(fù)雜、功耗大且價(jià)格高。RF MOS管的非線性特性決定了PA的線性度，因此，從RF MOS管級對非線性特性進(jìn)行分析和補(bǔ)償，可以有效提高線性度，降低功耗和設(shè)計(jì)成本，對于集成高線性度的PA和通信系統(tǒng)來說意義重大。
常用的分析非線性電路方法有Taylor級數(shù)法[2]、Volettra級數(shù)法[3]和諧波平衡法。文獻(xiàn)[4]中已經(jīng)使用Taylor級數(shù)和BSIM3模型來研究RF MOS管的非線性特性。本研究中，使用了Taylor級數(shù)的分析方法，并基于ADS軟件中的Symbolically Defined Device（SDD）對RF MOS管進(jìn)行非線性特性建模和仿真，計(jì)算出各非線性源對RF MOS管總體非線性度的貢獻(xiàn)，并提出了與之對應(yīng)的線性度提高技術(shù)。
本文最后將各種線性提高技術(shù)應(yīng)用在了一款功率放大器上，該功率放大器采用TSMC 0.18 μm RF CMOS工藝設(shè)計(jì)。仿真結(jié)果表明該功率放大器的線性度提高了4~10 dB，證明了本文對RF MOS管非線性模型分析正確可靠，提出的線性度提高技術(shù)正確可行。
1 RF MOS管非線性特性分析
根據(jù)通信系統(tǒng)對發(fā)射功率的要求，一般功率放大器工作在大信號區(qū)域，各種寄生參數(shù)會隨著信號幅度的變化而變化，即具有很強(qiáng)的非線性特性。圖1（a）是RF MOS管等效電路模型，圖1（b）是其對應(yīng)的非線性等效模型[7]，其中虛線框內(nèi)為MOS管本征參數(shù)模型，Rg、Rd、Rs分別表示柵、漏和源的連接電阻，rds表示輸出電阻，rsub表示襯底電阻；Cgd表示柵漏電容，Cgs表示柵源電容，Cds表示源漏電容，Cjd表示漏極結(jié)電容；gm為MOS管的跨導(dǎo)。
由于MOS管的非線性特性，輸入信號會在輸出端產(chǎn)生互調(diào)失真信號，本文采用IMD3來衡量RF MOS管的線性度，并利用ADS軟件中的SDD對RF MOS管的IMD3進(jìn)行掃描仿真，分析出各個(gè)非線性源對RF MOS管總體線性度的貢獻(xiàn)。圖2（a）為SDD測試電路圖，仿真結(jié)果如圖2（b）所示。從圖2（b）仿真結(jié)果可以看出，柵源電容Cgs、跨導(dǎo)gm、輸出導(dǎo)納gds和漏極結(jié)電容Cjd是RF MOS管非線性特性的四個(gè)主要來源[5]。
使用Taylor級數(shù)的分析方法，忽略高階系數(shù)和互調(diào)系數(shù)，得到各非線性源的泰勒級數(shù)表達(dá)式為：
在飽和區(qū)，柵漏電容(Cgd)主要是外部電容，而漏源電容(Cds)接近于零，所有參數(shù)都可以認(rèn)為是與偏置無關(guān)的。當(dāng)負(fù)載阻抗低時(shí)，gm是最主要的非線性源，然而，對于一般級別的負(fù)載阻抗，gds才是最主要的非線性源。在偏置點(diǎn)附近，Cgs的值會發(fā)生強(qiáng)烈的變化，即MOS管在大信號狀態(tài)下，從線性區(qū)變化到飽和區(qū)或者從飽和區(qū)變化到線性區(qū)時(shí)，Cgs產(chǎn)生很大變化，從而造成了電路的非線性現(xiàn)象。寄生電容Cgd幾乎不變，且Cgb的變化也不大。因此，當(dāng)選定合適的偏置點(diǎn)使得gm和gds非線性度最小時(shí)，此時(shí)MOS管的非線性特性幾乎由Cgs來決定[6]。
2 線性度提高技術(shù)
2.1 DMGTR技術(shù)
由前文的分析可知，gm的非線性現(xiàn)象主要由于其gm3（跨導(dǎo)的二階倒數(shù)）在零點(diǎn)處，具有對稱的幅值和相反的相位。因此，為了提高線性度，采用了一種新型的差分電路gm3消除技術(shù)，即所謂的差分多柵晶體管技術(shù)，簡稱DMGTR[4]。
在ADS下對TSMC 0.18 μm RF CMOS工藝下的偽差分NMOS管進(jìn)行g(shù)m3參數(shù)提取，所選管子尺寸為W/L=35 μm/0.18 μm。掃描不同差分柵源電壓（范圍：-0.8 V~0.8 V，掃描間隔：0.01 V，VDD：1.8 V）后，分別在飽和區(qū)（Vbias=0.65 V）和弱反型區(qū)（Vbias=0.4 V）下得到gm3隨柵源電壓Vgs變化的情況如圖3所示。
由圖3的仿真結(jié)果可以看出，NMOS管在飽和區(qū)時(shí)，其gm3是負(fù)值，在弱反型區(qū)時(shí)，其gm3是正值，兩者趨勢相反。實(shí)際中，運(yùn)放起放大功能時(shí)要求功放管處于飽和區(qū)，因此當(dāng)輸入管采用偏置在亞閾值區(qū)的MOS管和偏置在飽和區(qū)的功放管并聯(lián)放大時(shí)，利用MOS管在不同偏置條件下gm3的變化趨勢不同，實(shí)現(xiàn)了gm3所產(chǎn)生的非線性度相減，從而達(dá)到提高RF MOS管線性度的目的，即為DMGTR技術(shù)，其電路原理圖如圖4所示。在ADS下對采用DMGTR技術(shù)的功率放大器電路進(jìn)行諧波平衡仿真，其IMD3仿真結(jié)果如圖5所示。可以看出，采用DMGTR技術(shù)后，電路的IMD3在一定輸入功率范圍內(nèi)提高了約5 dB。
2.2 PMOS管補(bǔ)償技術(shù)
由圖6可以看出，NMOS的輸入電容隨Vgs增大而增大， PMOS的輸入電容隨Vgs增大而減小，兩者的變化趨勢是相反的。仿真采用TSMC 0.18 μm RF CMOS Spice模型，PMOS管和NMOS管的尺寸為W/L=15 360 μm/0.18 μm，PMOS管偏壓Vpp=1.1 V。因此，選擇合適的NMOS管和PMOS管的尺寸，可以使兩者的電容之和保持恒定，從而提高線性度。補(bǔ)償電路原理圖如圖7所示。
在ADS下對采用Cgs補(bǔ)償技術(shù)的功率放大器電路進(jìn)行線性度仿真，其仿真結(jié)果如圖8所示?？梢钥闯?，采用此補(bǔ)償技術(shù)后，電路的IMD3在一定輸入功率范圍內(nèi)提高了約10 dB。
2.3 其他線性度提高技術(shù)
本節(jié)將簡要介紹其中4種常用的技術(shù)，即NMOS管補(bǔ)償技術(shù)、共柵管的柵電容補(bǔ)償技術(shù)、Cjd補(bǔ)償技術(shù)和多級DMGTR技術(shù)。NMOS管的源級通過一個(gè)小電阻連接到柵極后，其柵極電容的變化趨勢與NMOS的柵寄生電容也是相反的。因此，對此NMOS管的尺寸合理選擇，以及對其偏置做些處理，該電路也可以用來對Cgs的非線性度進(jìn)行補(bǔ)償，其原理圖如圖9（a）所示。共柵管柵端的電容也會貢獻(xiàn)相應(yīng)的非線性度，通過串聯(lián)一個(gè)金屬氧化物電容可以減小該點(diǎn)電容的變化，從而提高線性度，其電路原理圖如圖9（b）。在高頻下，Cjd的變化會導(dǎo)致RF MOS管的非線性度。在Cascode結(jié)構(gòu)中，采用兩個(gè)MOS電容接到地可以減小Cjd的變化，從而提高RF MOS管的線性度，其電路原理圖如圖9（c）。在DMGTR技術(shù)的基礎(chǔ)上，在輸入功放管旁邊再并聯(lián)一對NMOS管，相當(dāng)于對gm3進(jìn)行二次補(bǔ)償，保證gm3在工作范圍內(nèi)為正值，從而提高線性度，其電路原理圖如圖9（d）。
3 設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)與結(jié)果分析
為了驗(yàn)證上述線性度提高技術(shù)的可行性，將其分別應(yīng)用在了一款功率放大器上。該功率放大器采用Agilent公司的ADS軟件仿真驗(yàn)證，在TSMC 0.18 μm RF CMOS工藝下進(jìn)行設(shè)計(jì)。測量該功率放大器的IMD3，并與采用各個(gè)線性度提高技術(shù)后的IMD3進(jìn)行比較，實(shí)驗(yàn)測試結(jié)果如表1所示。
由表1的結(jié)果可以看出，采用各種線性度提高技術(shù)后，功率放大器的IMD3提高了4~10 dB，線性度性能得到改善，證明了本文對RF MOS管非線性模型分析正確可靠以及線性度提高技術(shù)正確可行。
4 結(jié)論
基于ADS軟件對MOS管的線性度進(jìn)行研究，并對其非線性進(jìn)行技術(shù)補(bǔ)償，提出的DMGTR和PMOS線性化技術(shù)分別對gm和Cgs的非線性進(jìn)行補(bǔ)償。采用DMGTR技術(shù)后，電路的IMD3在一定輸入功率范圍內(nèi)提高了接近5 dB；采用PMOS補(bǔ)償技術(shù)后，電路的IMD3在一定輸入功率范圍內(nèi)提高了接近10 dB，證明了本文對RF MOS管非線性模型分析正確可靠以及線性度提高技術(shù)正確可行。
參考文獻(xiàn)
[1] Wei Cheng，OUDE ALINK M S，ANNEMA A J，et al.RF circuit linearity optimization using a general weak nonlinea-rity model[J].IEEE Transactions on Circuits and Systems-I：Regular Papers，2012，59(10)：2340-2353.
[2] TERROVITIS M T,MEYER R G. Intermodulation distortion in current-commutating CMOS mixers[J].IEEE J.Solid-State Circuits，2000，35(10)：1461-1473.
[3] YU W，SEN S，LEUNG B H.Distortion analysis of MOS track-and-hold sampling mixers using time-varying Volterraseries[J].IEEE Trans.Circuits Syst.II，1999，46(2)：101-113.
[4] KANG S，CHOI B，KIM B.Linearity analysis of CMOS for RF application[C].IEEE RFIC Symp.Digest. Monterey：IEEE，2002：363-366.
[5] KANG J，DAEKYU Y，YOUNGOO Y.Highly linear 0.18 CMOS power amplifier with deep n-well structure[J].IEEE J.Solid-State Circuits，2006，41(5)：1073-1080.
[6] WANG C，VAIDYANATHAN M，LARSON L E.A capaci-tance-compensation technique for improved linearity in CMOS classAB power amplifier[J].IEEE J.Solid-State Circuits，2004，39(11)：1927-1937.
[7] KANG J，JEHYUNG Y，KYOUNGJOON M，et al.A highly linear and efficient differential CMOS power amplifier with harmonic control[J].IEEE J.Solid-State Circuits，2006，41(6)：1314-1322.