DS/FH混合擴頻通信系統中，需要數字下變頻器、相關累加器及碼發生器等完成下變頻、相關解擴等運算。通常采用專用芯片來完成這些功能，導致系統體積增大不便于小型化?，F代的EDA(電子設計自動化)工具已突破了早期僅能進行PCB版圖設計或電路功能模擬、純軟件范圍的局限，以最終實現可靠的硬件系統為目標，配備了系統自動設計的全部工具，如各種常用的硬件描述語言平臺VHDL、Verilog HDL、AHDL等；配置了多種能兼容和混合使用的邏輯描述輸入工具，如硬件描述語言文本輸入法(其中包括布爾方程描述方式、原理圖描述方式、狀態圖描述方式等)以及原理圖輸入法、波形輸入法等；同時還配置了高性能的邏輯綜合、優化和仿真模擬工具。FPGA是在PAL、GAL等邏輯器件的基礎上發展起來的。與PAL、GAL等相比較，FPGA的規模大，更適合于時序、組合等邏輯電路應用場合，它可以替代幾十甚至上百塊通用IC芯片。FPGA具有可編程性和設計方案容易改動等特點，芯片內部硬件連接關系的描述可以存放在下載芯片中，因而在可編程門陣列芯片及外圍電路保持不動的情況下，更換下載芯片，就能實現新的功能。FPGA芯片及其開發系統問世不久，就受到世界范圍內電子工程設計人員的廣泛關注和普遍歡迎[1~5]。本文主要討論一種基于編碼擴頻的DS/FH混合擴頻接收機解擴及同步過程的實現結構，采用ALTERA公司的APEX20K200RC240-1器件及其開發平臺Quartus II實現混合擴頻接收機的核心--解擴及同步模塊。

　　1 混合擴頻接收機解擴模塊的FPAG設計

　　解擴模塊是混合擴頻接收機的核心。該模塊實現對接收信號的解擴處理，主要包括數字下變頻器、數控振蕩器(NCO)、碼發生器、相關累加器和偽碼移相電路等，通常各模塊采用專用芯片。利用FPGA將這些功能集成在一塊芯片中，大大縮小了接收機的體積，便于實現系統的小型化和集成化。下面分別介紹該模塊各部分的FPGA實現結構。

　　1.1 數控振蕩器(NCO)

　　數控振蕩器是解擴模塊中的重要組成部分，主要用于為碼發生器提供精確的時鐘信號，從而實現對接收信號的捕獲和跟蹤。碼發生器由相位累加器和查找表構成。若使用字長為40位寬的累加器，對于某一頻率控制字A，輸出頻率fout與輸入頻率控制字A的關系為：

fout=fclkA/240

　　其中，fclk為系統時鐘。只要改變控制字A的大小，就可以控制輸出頻率fout。fout變化的最小步長Δf由累加器的數據寬度決定。若數據寬度取40位，則：

Δf=fclk/240

　　利用上述原理，可以通過精確分頻得到所需頻率。原理圖如圖1所示。

　　圖1中頻率控制字A由DSP寫入?？紤]到FPGA內部存儲資源限制，取40位相位累加值result[39．．0]的高八位作為查找表LUT(look-up table)的輸入，查找表由ROM構成，存儲各相位所對應采樣值。當查找表輸入端為某一相位phase時，則輸出對應采樣值。若輸出數據寬度為6位，輸出信號格式為余弦信號，則LUT輸出為[6]：

out[5．．0]=31×cos(360×(phase+0.5)/256)°+32

　　若取ROM的并行6位out[5．．0]作為輸出，則輸出信號為每周期采樣256點的數字化余弦信號；如果取最高位out[5]作為輸出，則輸出為系統時鐘的分頻信號。

　　1.2 數字下變頻器

　　數字下變頻器將A/D采樣得到的中頻信號進行下變頻處理，去除中頻，得到基帶信號。利用本地NCO產生與輸入中頻信號頻率相同的正弦和余弦信號，并與輸入信號進行復乘法運算，然后對運算結果做低通濾波，即可完成對中頻信號的下變頻操作。正交采樣模式下，兩路A/D轉換器提供正交輸入IIN及QIN，數字下變頻器的復乘法器輸出IOUT、QOUT為：

IOUT=IINcos(ωt)-QINsin(ωt)

QOUT=IINsin(ωt)+QINcos(ωt)

　　本振信號、復乘法器、低通濾波器均采用數字化設計。數字下變頻器采用ALTERA公司的APEX20K200RC240-1器件。該器件典型門數為20萬，有豐富的邏輯單元和RAM單元，開發平臺Quartus II 自帶的宏模塊，如lpm_mult(乘法器宏模塊)、lpm_rom(ROM宏模塊)、lpm_add_sub(加法器宏模塊)等，給設計帶來了極大的方便。數字下變頻器原理圖如圖2所示。

　　圖2中的數字表示相應模塊的數據寬度。濾波模塊是1個二階的低通濾波器，濾除混頻后的高頻分量。在一些專用的數字下變頻器件如STEL-2130中，濾波器的階數是可編程的，可以根據需要設置不同的階數，從而得到不同的濾波效果?？紤]到FPGA的資源問題，設置濾波器的階數為固定的二階。濾波器輸入x[n]與輸出y[n]關系為：

y[n]=x[n]+x[n-1]

y[n-1]=x[n-2]+x[n-3]

　　該低通濾波器將相鄰的兩個輸入數據相加后作為輸出，即每兩個輸入數據對應一個輸出數據，輸入數據時鐘節拍為輸出數據時鐘節拍的2倍。

　　經過低通濾波后的數據經過滑動窗處理，滑動窗對輸入數據進行選擇輸出，用來動態調整相關峰的大小。在捕獲過程中觀察相關峰值時，通過調整滑動窗口，可以獲得不同幅度的相關峰值。選擇控制端由DSP寫控制字來決定，結構如圖3所示?；瑒哟翱刂七壿嬯P系為：

　　CASE sel[] IS

　　WHEN 0=> dataout =datain[7．．0];

　　WHEN 1=> dataout =datain[8．．1];

　　WHEN 2=> dataout =datain[9．．2];

　　WHEN 3=> dataout =datain[10．．3];

　　WHEN 4=> dataout =datain[11．．4];

　　WHEN 5=> dataout =datain[12．．5];

　　WHEN OTHERS => dataout =datain[12．．5];

　　符號擴展是為了與后面的相關累加器數據寬度保持一致，符號位擴展時需與輸入數據最高位的符號保持一致。

　　1.3 相關累加器

　　相關累加器完成本地偽碼與接收信號的相關累加運算，運算得到的結果送入DSP完成偽碼的捕獲和跟蹤。取偽碼長度為256位，采用半碼片滑動，則一個碼周期完成512次累加運算。如采用串行滑動相關捕獲方式，則遍歷所有的碼相位所需要的時間為512個碼周期，即捕獲所需要的最長時間為512個PN碼周期。由于可編程邏輯器件的發展，使得有足夠的硬件資源來完成并行運算。此處采用串/并混合的捕獲方式[6][7]，采用8路相關累加器，每一路分為超前、當前、滯后3組，每組相差半個碼片的相位，每一路相差64個半碼片的相位。這樣，只需滑動64個半碼片相位就可以遍歷所有的偽碼相位，完成捕獲所需時間縮短為原來的八分之一。數據解調由另外4組相關累加器完成。由于發射端同步偽碼與數據偽碼相位嚴格對齊，所以在接收模塊中，完成同步偽碼捕獲跟蹤后，直接將所獲得的相位信息用于數據解調相關器，即可正確解調數據。

　　同步偽碼的跟蹤采用超前-滯后延遲鎖相環路(DPLL)，每一路相關器包括3組累加器。捕獲跟蹤及數據解調共使用28組相關累加器，每一組相關累加器結構都是完全一樣的，均分為I、Q兩路，分別進行累加運算，完成512次累加運算后由DSP讀取數據。I、Q兩路結構完全相同，其中一路的原理圖如圖4所示。

　　相關累加器由18位加減法器、鎖存器1和鎖存器2組成，data[7．．0]為下變頻后的輸入數據，PN CODE來自碼發生器。作為控制端，低電平完成加運算，高電平完成減運算，DP上升沿進行數據鎖存，下降沿完成一次累加運算。當累加運算完成后，由CLR信號清零并將結果存入鎖存器2，CLR下降沿有效。鎖存器1輸出OV信號作為溢出標志位，鎖存器2輸出累加結果out[16．．0]。輸入與輸出端的最高位為符號位。

　　1.4 本地碼發生器及碼移相電路

　　本地碼發生器用于產生本地PN碼，從而與接收信號進行相關運算。由于發送端采用編碼擴頻調制方式，接收信號中既有同步PN碼，還有數據PN碼，與接收信號相對應，本地也應該產生相應的PN碼，用于同步及解調數據。

　　本地PN碼發生器全部采用FPGA實現，并且設置了可編程寄存器和外部接口，DSP通過接口可預置PN碼長度。1024進制計數器電路用于產生ROM的輸入地址，ROM由FPGA內部RAM資源來實現，采用ALTERA公司APEX20K200器件。該器件內部可編程RAM容量為106496位，完全可以滿足設計需求。本地ＰＮ碼采用半碼片滑動方式，ROM內部PN碼也以半碼片方式存儲。如碼長為256，采用半碼片存儲方式后，每一組PN碼需存儲512位數據，相應的ROM有9位地址線驅動輸出。驅動時鐘為PN碼時鐘的2倍。在實際設計時，PN碼發生器內存放了8組PN碼，但只用了五組，一組用于同步，另外四組用于解調數據。ROM輸入地址由1024進制計數器產生，實際上只需用512進制計數器即可得到ROM輸入地址?？紤]到可擴展性，這里采用了計數容量最大為1024的可變計數器。由DSP通過DSP-FPGA接口改寫寄存器值，可以很方便地調整PN碼的輸出相位。

　　偽碼移位電路的主要作用是將碼發生器產生的PN碼進行移位操作，從而得到偽碼的不同相位。捕獲和跟蹤過程共使用了8路24組相關累加器，每一路分為超前、當前、滯后3組，這3組累加器輸入端PN碼相差半個碼片的相位，8路相關累加器中每相鄰兩路相差64個半碼片。碼發生器輸出5組PN碼序列(第0組~第4組)，分別對應同步偽碼及4組數據偽碼。5組偽碼均經過512級移位寄存器，第0組PN碼作為同步碼，取其0、1、2相位作為第一路的超前、當前、滯后3組相關累加器的輸入；64、65、66相位作為第二路的超前、當前、滯后3組相關累加器的輸入，其余各路依此類推。當完成捕獲后，需要將捕獲所得的同步PN相位切換到數據解調相關累加器中。例如，假設在第二組相關累加器的當前通道捕獲，那么此時解調數據用的相關累加器的PN碼相位就應該與第二組相關累加器當前通道的PN碼相位保持一致。數據偽碼相位切換的實現是由DSP記憶捕獲通道的相位，然后控制多路選擇開關選擇該相位。

　　2 同步模塊的FPGA實現

　　同步模塊由位同步及幀同步電路構成，主要實現對信息數據的檢測和提取，并識別一幀信息數據的幀頭位置，實現跳頻圖案的同步。跳頻圖案的同步采用等待搜索同步法，開始時接收端頻率合成器停留在某一單頻點fi′，等待發射機的頻率fi，當發射機的頻率跳變為fi時，接收端本地的頻率fi′與發送的頻率fi混頻后，輸出中頻fIF。DSP完成解擴解調運算后，得到的串行數據流送入位同步和幀同步電路，從數據流中提取出特征字，就可以獲得一幀完整的數據，從而確定幀頭的位置，即頻率轉換時刻，由此控制接收端頻率合成器與發送端頻率合成器同步跳變，實現跳頻圖案的同步。由于采用編碼擴頻調制方式，發送端每兩位信息比特在一個PN碼周期被編碼為4種PN碼中的一種。所以接收端在每一個PN碼周期，對4組數據相關累加器的累加結果進行最大值比較，然后譯碼成相應的信息數據。信息數據送到同步電路，進行巴克碼匹配相關，提取有效的信息位，并控制跳頻時序完成跳頻同步。同步模塊原理如圖5所示。

　　在每一個PN碼周期，4組數據解調相關累加器解調出2bit信息數據。2bit信息數據以9.6kHz的速率送到同步電路。同步電路首先將信息數據進行并串轉換，由9.6kHz、2bit的數據流變換為19.2kHz、1bit的數據流，變換后的數據流再經過串并變換，得到19.2kHz、32bit的并行數據流。根據信號格式，每一幀數據為32bit，相應的13位巴克碼在一幀數據中的位置固定不變，所以提取每幀數據中相應位置上的13位數據比特與本地巴克碼進行相關匹配運算，結果與門限值比較，如果符合門限設置，即有中斷輸出，通知外部設備讀取相應數據。

　　3 實驗結果

　　系統技術指標為：信息數據速率4.8kbps，比特率19.2kbps。跳頻速率600hop/s，20個跳頻點，跳頻帶寬68MHz，每跳32bit擴頻碼周期為256，碼速率為4.9152MHz。用TEKTRONIX 2221A數字存儲示波器觀測實驗結果。圖6~9為FPGA各測試點的測試結果。

　　圖6中第一組波形是256碼長本地接收同步偽碼流，第二組為跳頻幀同步信號，該信號對應的偽碼相位即為解擴、跳頻同步時的相位。圖7第一組波形為接收數據流，第二組波形為發射數據流，發射數據幀格式為00000000011111001101010000000000，幀同步碼為13位巴克碼1111100110101，8位信息數據為00000000。由圖7可以看出接收端數據與發射端相同，但滯后于發射端這是由于傳輸時延造成的。圖8第一組波形為接收串行數據，第二組為跳頻幀同步信號，該信號下降沿對應于一幀數據的起始，控制頻率合成器進行頻率轉換。圖9第一組波形為發射跳頻幀信號，第二組為接收幀同步信號，接受幀信號上升沿與發射跳頻幀信號的下降沿對齊，信號寬度大于發射端信號。這是因為控制頻率合成器進行頻率轉換的updata信號需要一定寬度。

　　解擴及同步是DS/FH混合擴頻接收機正確數據解調的關鍵，采用FPGA設計實現了多片專用芯片的功能，大大縮小了接收機體積，便于系統實現小型化、集成化。捕獲及跳頻同步等算法采用硬件實現，加快了捕獲跟蹤速度。FPGA的可編程性使電路的設計更具靈活性，并使系統具有"軟"接收機的特點。實驗結果表明FPGA系統設計是正確可行的。