近年來微電子技術、計算技術、數字信號處理技術的應用，尤其是自適應理論的全面應用，短波通信克服了以往短波通信中的眾多不足，促成了現代短波通信的發展，但仍存在缺陷。
　　首先，現代短波發信系統" title="發信系統">發信系統中的功率庫技術在使通信系統實現全方位、多信道通信的同時，存在造價高昂、能耗大、熱隱身性能差等缺陷；在系統頻變時，以低通濾波器為輸出濾波器，難以對大范圍快速變頻時寬頻功放產生的二、三次諧波予以有效濾除，勢必降低系統的通信質量。這在跳擴頻通信成為短波通信主流的時代，已不合時宜。基于快速可調濾波器的發信系統是實現新型短波發信系統的良好解決方案。
　　其次，短波電臺主要服務于長距離通信聯絡，一部單信道短波電臺的發射功率一般大于100W。相應的調諧濾波器功率等級不可過小。
　　再次，現代HF跳頻電臺的跳速正逐步提高，達到5000h/s以上，傳統的機械調諧技術已無法滿足跳頻通信的需求。電調諧方式具有靈活多樣、性能可靠、易于控制的特點。具有納秒級速率的電調諧方案應是實現濾波器快速調諧的較佳選擇^[1]。
　　綜上，新型短波發信系統應是功率級電調濾波器。盡管該型濾波器至今尚無現成理論和實例可供借鑒，現實的需求已將其推到極其重要的位置。
1 短波功率電調濾波器設計理論
　　功率濾波器和可調濾波器一般問題的解決是本款濾波器實現的基礎。在設計過程中，主要領域還涉及電調濾波器對電調電抗部件的要求、電調電抗部件的實現方式及引入等問題。
1.1短波功率電調濾波器總體方案研究
　　現代短波發信系統對功率濾波器的性能要求很高，低插耗、高Q值是對該型濾波器的基本要求。
　　集總參數元件制作的LC濾波器存在很大不足。LC濾波器Q值低，難以滿足短波發信系統的高性能要求。螺旋濾波器具有高Q值(200～5000)，頻率覆蓋范圍寬(10M～1200MHz)等優點，能輕松勝任傳輸100～1kW短波信號的要求^[2]。從Q值與功率容量來看，螺旋諧振腔構成的濾波器回路是實現高性能短波功率濾波器的最佳選擇。
　　改變螺旋諧振腔腔長或在腔內引入可變電抗，可對濾波器進行調諧。Haagen和Fraser J曾對此加以研究[1～2]，提出了利用變容二極管實現電調小功率螺旋濾波器?；驹硎菂⒎码娙菁虞d同軸腔工作機理，在螺線與內腔間人為引入可變電抗予以加載，實現調諧。但是，對于功率電調濾波器，內腔體積的限制，使小功率電調方案在大功率設計中受到限制，甚至完全不能采用。為此，考慮了大功率傳輸條件下諸多制約因素后，“螺線中部降壓加載調諧法”的提出，給出了解決方案。
1．2 螺線中部降壓加載調諧法
　　螺旋諧振腔原型如圖1。改變腔長或在腔內引入某種形式的可變電抗，可對諧振腔進行調諧。鑒于電控器件一般存在耐壓問題，了解腔中場分布，找出耐壓與調諧的最佳平衡點十分必要。

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　　由圖2可知，軸向電場能量以sin²βz形式分布，開路端電場能量最為集中。端部加載時，加載電抗將不得不承受高電壓。例如，Q_u=6000、30MHz、3dB帶寬為50kHz的螺旋濾波器，在R_L=50Ω，傳輸功率45kW時，螺線端部電壓將達75kV。這給電調器件提出了相當高甚至難以達到的耐壓要求。
　　鑒于此，“螺線中部降壓加載調諧”將有效緩解上述問題。事實上，端部加載正是中部加載的特例。具體方法示意及等效電路見圖3(a)、(b)。
　　為便于推導，這里將過極限波導的長度取較大值，忽略終端面對地電容C0、電場彎曲電容Cr。故等效電路AA′處的諧振條件如式(7)及圖4。

　　另一方面，該法同時減小了可調電抗的最大需求值，意味著在可調電抗變化范圍恒定情況下，中部加載法將使螺旋諧振腔調諧范圍得以擴展。

1.3 電調電抗的腔外引入
　　上節就調諧機理及加載電抗器件的引入部位進行了探討，本節在此基礎上確定電抗器件的安裝和接入方式。
　　傳統的小信號電調螺旋諧振腔、濾波器中，加載電容采用腔內安裝接入方式。這種方式易實現，但在高頻情況下，腔內強行添加異物，使本來就復雜的螺旋腔場分布變得更為復雜，導致工作特性難以把握。同時，新物體帶來的分布電容將引起中心頻率的偏移，嚴重時造成中心頻率超越所需頻段。
　　HF頻段低于VHF與UHF，該頻段引線及小孔造成的電磁輻射及其它損耗相對較小。將電調器件安裝于腔體外部，輔之以盡可能短的屏蔽線作為引出線，在有效減小分布電容與頻偏、改善散熱的同時，為電調組件贏取足夠的安裝空間不失為一種可行方案。事實上，這一看似簡單的措施在后續濾波器的智能化電調的實現上起到了關鍵作用。方案的系統結構見圖5。

2 功率級CMOS開關電容
　　設計理論確定之后，功率級電調電抗的實現是后續工作的重點與難點。
　　通過探明CMOS開關電容難以適應高功率信號傳輸的根源，本節提出了接地型CMOS傳輸門，進而設計出功率級CMOS開關電容，為功率濾波器及其智能化的成功實現奠定了基礎。
　　基本的CMOS傳輸門如圖6(a)所示。當傳輸門導通時，在輸入與輸出之間呈現低電阻，它允許電流向兩個方向中的任一方向流經此門。此時，輸入線的電壓必須比N溝器件的襯底電壓(V_SS)為正，比P溝器件的襯底電壓(V_DD)為負。這導致了傳統的CMOS傳輸門和以此為基礎構成的CMOS模擬開關難以適應大信號的傳輸^[4～5]。
　　對約束V_DD≥V_in≥V_SS作深入分析可知，V_in之所以取值有限，根本原因在于其與V_柵-襯底的關聯。使V_柵-襯底獨立，避免V_in、V_out的影響，反過來將讓V_in輕松擺脫束縛。為此，本節設計了接地形CMOS傳輸門。原理電路如圖6(b)所示，具體的1M～6MHz高頻、功率級模擬開關電路見圖7。

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　　表1、2給出了開關的實測指標。圖8給出了開關瞬時通斷仿真曲線。

3 短波電調功率濾波器的實現
　　在上述理論、方法指引下，一款1.5M～3MHz短波功率電調濾波器原型得以實現。具體技術指標：
　　調頻范圍1.5M～3MHz;通帶中心插耗A₀≤3dB;25dB帶寬△f_25dB≥25kHz; 終端負載RS=R_L=50Ω;傳輸功率P=100W。采用等元型螺旋濾波器設計法^[6]確定的方腔螺旋腔濾波器腔數及尺寸見表3，測試結果見圖9、10及表4。