0 引言

    現代工業生產中，異步電機作為重要的動力來源而得到了廣泛的應用^[1，2]。變頻器作為電機主要的調速與軟啟動的設備也相應得到普遍的運用。電壓型變頻器帶電機負載時，電機內部電感的無功能量會通過續流電流向母線回饋由并聯電容吸收。電壓型變頻器都會在直流母線端直接并聯大電容起到穩定母線電壓的作用^[3，4]，若并聯的電容容值較小則不足以吸收電機回饋的能量產生泵升電壓導致母線電壓波動較大影響變頻器的輸出性能，然而大電容的存在增加了變頻器的體積和成本。針對上述的問題本文設計了一種開關回饋電容拓撲結構的變頻器，當電機負載向母線回饋能量時，使開關電容接入電路吸收回饋能量；沒有能量回饋時，斷開電容與母線的連接^[5]。此種結構的變頻器不僅可以減小并聯電容的容值，而且能很好的吸收電機回饋的能量。并通過仿真來驗證該拓撲結構變頻器的可行性。

1 開關回饋電容變頻器結構及工作原理

    開關回饋電容變頻器結構如圖1所示，在直流母線兩端直接并聯一個電容C_d1，同時又并聯一個串聯有反并聯二極管的功率開關管的電容C_d2。系統主要由整流電路、中間直流電路、逆變電路、檢測電路及主控電路組成。

    上述系統中，逆變電路利用SVPWM的方式進行控制。檢測電路將采集到的母線電壓及電流信號送入控制器中，控制器對采集到的信號進行處理發出相應的控制信號控制開關管VT7的開關狀態。C_d1是一個容值較小的電容，起到在回饋能量時吸收電壓尖峰脈沖的作用，而C_d1不足以完全吸收回饋的能量，此時母線仍會產生泵升電壓；當母線電壓U_dc大于設置的閾值或者母線電流I_dc小于0（電流方向與圖中標示相反）時，控制器發出觸發信號導通開關管VT7使電容C_d2接入電路中吸收負載回饋的能量；當U_dc小于設置的閾值并且母線電流I_dc大于0時控制器發出信號關斷開關管VT7?？芍娙軨_d2只有當有能量回饋時才接入電路，避免了在沒有能量回饋時直流電源對電容充電削弱其吸收回饋能量的能力。

2 電壓型變頻器續流電流流向分析

    普通電壓型變頻器系統結構如圖2所示^[6]。

    變頻器逆變電路利用SVPWM的方式進行控制^[7]，不考慮短路零電壓矢量的作用，逆變電路任意時刻都有三只器件導通，但有哪些器件導通首先隨時間而變，其次與負載的性質相關^[8]。取可控器件導通數為K_T，二極管導通數為K_D。在K_T=3，K_D=0時，若此時逆變電路導通的器件為VT1、VT5、VT6，則電流流向為：直流源正極→VT1、VT5→負載→VT6→直流源負極。在K_T=2，K_D=1時，若導通的器件為VD1、VT5、VT6，則電流流向為：①負載→VD1→VT5→負載；②負載→C(-)→C(+)→VT5→負載。在K_T=1，K_D=2時，若此時導通的器件為VD1、VD2、VT6，則電流流向為：①負載→VD1→C(+)→C(-)→VD2→負載；②負載→VT6→VD2→負載。

    變頻器接電機負載時，電機每相的阻抗角隨著轉差率的改變而改變，導致電機的續流電流的流向也發生相應的改變，進而影響回饋能量的大小。下文將對電機回饋能量大小與轉差率的關系進行分析。

3 回饋能量分析

    忽略勵磁電阻，異步電動機的T型等效電路如圖3所示^[9，10]。

3.1 電機定子電流求解

    根據圖3可求得定子側總阻抗Zs的表達式為：

3.2 回饋能量計算

    變頻器帶動電機在基于SVPWM的控制方式下，電機三相輸出電壓的基波分量近似為工頻的正弦波；因此可以認為基波分量的作用效果與工頻正弦電的作用效果相同。僅考慮基波分量的作用效果下，電機在工頻三相正弦電源供電下每相相電壓相電流波形如圖4所示。

    電機三相的瞬時功率為：

    由圖4可知，相電流與相電壓始終保持著相位差，所以電機每一相瞬時功率會出現負值的情況。當瞬時功率為正值時，電源向該相供電提供能量；當瞬時功率為負值時，電機的該相向電源反饋能量。圖中所示陰影部分即為電機向電源反饋能量的階段。

    以電機A相為例對回饋能量進行計算，式(4)為電機A相瞬時功率的表達式，式中第二部分即為無功功率的瞬時值；根據圖4及式(4)可求得電機A相單次回饋的能量如下：

    由式(1)可知電機的功率因數角與轉差率相關。根據表1的參數利用MATLAB可繪制-s關系曲線如圖5所示。

    根據上述分析及式(7)可繪制出W-s關系曲線如圖6所示。

    從圖6可知，當轉差率s=0~0.035時，回饋能量的大小隨著轉差率的增大而減??；當轉差率s=0.035~0.05時，回饋的能量隨著轉差率的增大而增大?？傻秒姍C在轉差率s=0.035時，回饋能量最少，空載時回饋能量最多。

4 仿真及結果分析

4.1 系統模型搭建

    為驗證開關回饋電容拓撲結構變頻器的性能，利用MATLAB/simulink搭建系統模型如圖7所示。根據上述轉差率與回饋能量的關系，本次仿真電機給定較小的負載轉矩為T_L=10 N·m。本文研究的重點為電機回饋能量的分析以及開關回饋電容拓撲結構變頻器的性能，因此電容大小的選取在文中并沒有做敘述而是直接給定。

4.2 結果分析

    開關回饋電容變頻器的仿真中電容C_d1的取值為50 μF，改變電容C_d2的取值，得到電機穩定運行時最大的直流母線電壓值，如表1所示。

    改變普通變頻器并聯電容C的容值，得到電機穩定運行時母線電壓最大值，如表2所示。

    通過表1、表2可知在開關電容變頻器的結構下，母線并聯總的電容大小為1 150 μF時，可以完全吸收電機回饋能量使母線的最大電壓穩定在整流橋輸出的最大電壓538 V；而普通變頻器在達到相同的作用效果時，需在母線兩端并聯1 900 μF的電容。綜上可知，相同容值下開關回饋電容相較于與母線直接并聯的電容可以更有效地吸收電機回饋的能量；在吸收相同回饋能量的條件下，開關回饋電容的容值可以更小。

5 結論

    分析了電機在不同負載下運行時的回饋能量，得到轉差率與電機單相單次回饋能量大小的關系曲線。通過仿真結果表明，開關回饋電容變頻器在一定的控制方式下，可以有效地吸收電機回饋的能量，用較小的電容得到與普通變頻器大電解電容相同的效果。在剛好完全吸收回饋能量使母線不產生泵升電壓的前提下，開關回饋電容變頻器母線并聯電容容值可以減小為普通變頻器的60.53%。不但減小了變頻器的體積同時也降低變頻器了成本。

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作者信息：

段明亮，榮為青，孟彥京

(陜西科技大學 電氣與信息工程學院，陜西 西安710021)