0 引言

    隨著芯片生產工藝的改進，信號的上升時間越來越短，信號中包含的高頻成分就越多，高頻分量和通道間相互作用就可能產生嚴重的信號完整性問題。如果在產品設計周期中能盡早確定和消除信號完整性問題，產品的研制效率就可大大提升。

    信號沿互連線傳播時受到的瞬時阻抗發生變化時，一部分信號將被反射，另一部分發生失真并繼續傳播下去，這一原理正是單一線網中多數信號完整性問題產生的主要原因。只要信號遇到瞬態阻抗突變，就會發生發射使信號質量下降，一旦超出噪聲容限就會造成誤觸發。

    保持互連傳輸線阻抗恒定、進行端接匹配、優化拓撲結構等措施均是為了得到更優的信號質量。文中對信號反射問題進行了理論分析，提出信號反射噪聲的改善方法，并結合工程案例進行了信號完整性仿真驗證。

1 信號反射的形成

1.1 信號反射形成機理

    信號沿傳輸線傳輸時，其路徑上每一處的瞬態阻抗發生改變時，一部分信號將被反射，另一部分信號將繼續向前傳輸。反射的信號量由瞬態阻抗的變化量決定。瞬態阻抗發生改變的地方稱為阻抗突變點，即為圖1中區域1和區域2的交界面。其中，Z₁表示信號最初所在區域的瞬態阻抗，Z₂表示信號進入區域的瞬態阻抗^[1]。

    在阻抗突變處，電壓和電流連續，即滿足：

    無論是發送端還是接收端，最終得到的波形都是入射波形和反射波形疊加的結果。

1.2 傳輸線不連續結構及阻抗突變測試TDR

    阻抗突變也就是瞬態阻抗不連續。高速電路的不連續結構很常見，主要是互連線中的封裝引線、輸入門電容、信號層間的過孔、拐角、樁線、分支、測試焊盤、返回路徑上的間隙、過孔區域中的頸狀、線交叉、連接件等。

    TDR(Time Domain Reflectometry)測試，是測量高速信號在傳輸線上的時域反射狀況，來判斷傳輸線阻抗特性的技術。TDR包括一個階躍脈沖發生器和一個高速采樣器，其示意如圖2所示^[2]。

    因為入射的階躍脈沖的幅度是已知的，所以只要測量反射階躍脈沖的幅度，就可以找出反射系數ρ，若儀器的輸出阻抗Z₀是已知的，就可以計算反射點的阻抗值Z，阻抗計算公式為：

    計算原理如圖3所示，測試出的TDR阻抗曲線如圖4所示。

1.3 信號反射的幾種典型波形

    信號反射典型的波形有：信號的振鈴現象，如圖5所示；信號邊沿存在臺階的波形，如圖6所示；信號邊沿存在回溝的波形，如圖7所示。

2 消除反射的措施

    消除反射的措施通常有：使導體的長度短于上升時間的傳輸長度、更改傳輸內部的不連續結構、端接匹配、優化布線的拓撲結構等。

2.1 使導體的長度短于上升時間的傳輸長度

    反射的影響與傳輸線的長度、信號上升下降沿有很大關系。一般要求T_D(T_D為信號源端到終端的傳輸延遲)應小于信號脈沖邊沿上升時間的20%，這樣雖然信號到達負載端時產生了反射，但此時源端的信號正處于上升階段，這樣反射會在信號緩慢的上升過程中被吸收掉，從而不會影響信號電平的幅值，此時不需要進行端接匹配。

    其對應的經驗法則為：為了避免出現反射問題，不需要端接的傳輸線的長度滿足^[1]：

其中，L_max為傳輸線的最大長度(單位inch)，基底材料FR4。RT為信號脈沖邊沿上升時間(單位ns)。

    圖8是發送端和接收端器件均一致，僅傳輸線長度不同時，接收端波形仿真對比，可見傳輸線長度大于RT時，反射會有明顯影響。

    實際工程中，不同性質的信號容忍的反射噪聲不同，并且往往走線較長，此時應根據具體情況決定是否需要進行端接。

2.2 更改傳輸內部的不連續結構

    通過使用可控阻抗互連線、布線采用多分支最小影響的拓撲結構、優化過孔形狀、優化連接器形狀、最小化幾何結構的不連續性等方法使阻抗連續。

2.3 消除反射的端接方案

    在信號的發送端或接收端進行端接匹配，消除一次反射或二次反射，從而使得源端或負載端反射系數為零。

    當傳輸線的源端設計成與傳輸線的特征阻抗匹配時，稱為源端匹配，使傳輸線由于遠端阻抗不連續引起的反射在源端被消除，當反射到達源時，反射系數為0。如果端接電阻放在線的負載端，則稱之為終端匹配，此時負載端的反射系數是0。終端匹配有并聯匹配(上拉或下拉電阻進行匹配)、戴維南匹配、RC網絡匹配(并行AC端接)、二極管匹配等。下面就應用較為廣泛且效果優良的源端端接、RC網絡匹配以及主要拓撲結構采取的匹配端接方法進行討論及仿真驗證。

2.3.1 源端端接

    源端端接主要是串行端接方法，串行端接是通過在盡量靠近源端的位置串行插入一個電阻R_T(典型值為10 Ω到75 Ω)，使得輸出端緩沖器阻抗(R_D)與串聯阻抗(R_T)之和大于或等于線的特征阻抗(Z₀)，即設計成輕微的過阻尼^[2]。

    這種策略通過使源端反射系數為零從而吸收從負載反射回的信號。源端端接示意圖如圖9所示。

    串行端接優點：每條線只需要一個端接電阻，可使阻尼振蕩和反射效應減至最小。缺點：當信號邏輯轉換時，源端信號會表現為半波幅度臺階架形狀，這種半波幅度的信號沿傳輸線傳播至負載端，又從負載端反射回源端，持續時間為2T_D。不管怎樣，影響緩沖器阻抗的因素有硅制造工藝變量、電壓、溫度、功率傳導因素、同時轉換噪聲等，這些變量使得很難保證緩沖器與線阻抗匹配^[3]。

    當在終端上存在集總線型負載或單一元件時，即點對點拓撲結構，且接收端波形表現形式是振鈴過沖波形時，通常采用源端的這種串聯端接方法可高效解決問題。反之信號沿表現形式為臺階、回溝、上升沿高頻能量較低等波形，或者驅動分布負載時，通常該源端串聯終端不能很好地解決問題。

    圖10為采用源端端接后，某接收端波形明顯改善的前后對比仿真圖。

2.3.2 并行AC端接

    并行AC端接采用在負載端接一個并聯電阻和隔離電容，如圖11所示。

    采用并行AC端接，電容切斷了直流通路，消除了直流功耗。同時也不會產生其他并聯端接方式中高電平被拉低或低電平被抬高的現象，并能衰減信號中的高頻噪聲^[4]。AC端接要求鏈路上傳輸的是直流平衡信號(比如時鐘信號、8B10B信號等)，不適合突發模式的數據傳輸。

    工程中阻容值的選擇，需要根據波形振鈴的振蕩頻率進行分析，其原理類似于設計一個帶阻濾波器，設置該AC端接RC電路的阻帶中心頻率：  

使得有用信號能夠無衰減地通過，而衰減掉特定頻率的高頻振蕩部分。

    但通常來說，波形的振蕩頻率通常很難準確定位。可通過時域和頻域仿真的方法或者測量的方法得出該振蕩頻率。例如，某器件接收端信號的波形仿真如圖12所示。采集m₁～m₁₀共10個點，使用它們的橫坐標的數值，計算其振鈴電流峰值周期T=m₂-m₁=m₄-m₃=m₆-m₅=m₈-m₇=m₁₀-m₉≈3.5 ns，振鈴電流峰值頻率約285 MHz。再次仿真PCB板上該器件電源供電網絡的阻抗曲線，如圖13所示，在284 MHz處有一個阻抗峰值，故推斷該阻抗峰值點對應的頻率有可能是振蕩的干擾信號頻率。此外，使用測量的方法，比如采用阻抗測試儀、近場探頭測試頻譜的方法，在該頻點存在很強輻射，也能定位到該振蕩頻率。

    由于AC端接中心電容一直處于波動狀態，為使信號快速進入穩定傳輸狀態，電容值的選擇應使R_C時間常數τ遠大于2倍的傳輸線延時^[4]，即：

    AC端接優點：反射波吸收效率高，電阻上電壓降落幾乎為零，在分布負載和總線布線中均可使用，并且可解決的反射波形類型較多。缺點：RC電路的時間常數會使電路中存在反射，容值的選擇也不能太大，通常端接電阻R_T不大于傳輸線的特性阻抗Z₀，端接電容C_T選用20 pF～600 pF^[3]。阻容值的選擇不能僅依靠經驗值，可結合仿真的方法得出，并根據特定情況進行權衡。

    圖14是接收端采用AC端接后，某接收端信號仿真波形前后對比圖(R_T=33 Ω，C_T=20 pF)。

2.3.3 不同拓撲結構的端接匹配方案

    不同的拓撲分布對信號的影響是非常顯著的。當存在多個接收負載甚至多個源時，優化的拓撲結構可以使得瞬時阻抗盡量保持恒定，再配合使用端接匹配能夠使得信號較為完整。常用的PCB走線拓撲結構有菊花鏈(Daisy Chain)結構、Fly-by結構、遠端簇(Far-end cluster)結構、星型(Star)結構。

    (1)菊花鏈結構

    菊花鏈結構從發射端T出發依次到達各接收端R進行布線，阻抗比較容易控制，如圖15所示。連接每個接收端的短樁線stub需要較短，最好小于上升時間的1/8，因為stub表現為容性負載，它將會降低信號的上升時間。但通常情況stub較長，信號上升沿較短時，反射較大，此時需要進行端接匹配消除反射從而對信號進行改善。

    菊花鏈結構中，有時中間分支的接收器信號很差，即使在鏈的末端使用了AC端接也解決不了問題^[4]。此時可以在每個分支中串聯一個阻尼電阻。多個接收器的反射信號在中間分支的各個接收器之間反復地反射震蕩疊加，該電阻、分支線、接收器輸入電容構成RC網絡。電阻減小了電容的充電電流，使信號上升沿變緩，因此減小了反射，噪聲會明顯減小。由于前端分支反射較后級分支的反射大，故阻尼電阻阻值設定為：

    以某AOE信號為例，從發送端D1(SN74LVTH16245ADL)到接收端器件，由近及遠連接的器件依次為D2(S29GL128)、D3(XC3S1400)、D4(XC3S1400)、D5(XC6SLX100)，匹配電阻為：R_T1=510 Ω；R_T2=82 Ω；R_T3=51 Ω；R_T4=33 Ω。因后端反射較小，R_T3和R_T3可以精簡省略掉而不影響信號邏輯電平判定。匹配前后的仿真波形見圖16。

    (2)Fly-by結構

    Fly-by結構是一種特殊的菊花鏈結構，如圖17所示，由于其stub為0，因此有較好的信號完整性^[4]。然而，這種結構“繼承”了菊花鏈結構的缺點：各個接收端R存在延遲。對于負載端匹配，各處的信號均完整，只是幅度由于分壓有衰減。對于源端匹配，只要保證靠近源端的接收器后面的傳輸線的反射延遲小于信號上升沿RT，就可保證信號完整。如果傳輸線較長，則需要進行端接匹配，可以采取在遠端上拉或者下拉電阻的方式。以DDR3(MT41系列)地址線為例，上拉R_L值為39.21 Ω，上拉電源電壓值為0.75 V，波形有明顯改善，如圖18所示。

    如果接收端采用的元器件型號不同，各個接收端反射較大，菊花鏈的端接方法在此同樣適用。

    (3)遠端簇拓撲結構(T型分支結構)

    遠端簇結構，發射端T到A的長度遠大于各個接收端R到A的長度，即所有的接收端都在反射端的遠處并簇攏在一起，如圖19所示。這種結構保證信號的關鍵在于各個分支要盡量等長，一般采用源端端接方式^[4]。這種結構也叫T形分支結構、等臂分支拓撲結構。分支等長情況下，波形質量很好，如圖20所示；如果分支不等長，各個分支處接收端波形急劇惡化，如圖21所示。采取源端匹配R_T為22 Ω電阻后波形明顯改善，原波形邊沿回溝改善為邊沿單調，如圖22所示。

    (4)星型拓撲結構

    星型結構，發射端T和接收端R共用一個中心節點A，其中T到A的距離短，R到A的距離較長，如圖23所示。通常采用各個分支單獨進行串聯端接，但是在星型結構中串聯端接電阻R_T的選擇有一定的難度^[4]。

    串聯端接電阻選取有分支等長和分支不等長兩種情況。

    如果能夠保證各個分支等長，則串接電阻應按照約束條件選取：

其中N為分支個數；Z_out為驅動器的輸出阻抗。如果輸出阻抗Z_out=10 Ω，且有3條支路，傳輸線的特性阻抗Z₀=50 Ω，那么端接電阻R_T=20 Ω。在這種等長配置下，每個支路的接收端接收到的信號波形都很理想。但是假如驅動器輸出阻抗Z_out=20 Ω，那么按照約束條件計算的端接阻值為R_T=-10 Ω，說明在這種情況下無法通過串聯端接的方式來使幾個接收信號達到較理想的質量。

    如果不能保持各個分支等長(等長的約束增加了布線難度)，則串接電阻應該按照下面的約束條件選取^[4]：

    按照上面同樣的參數，計算得到的端接電阻值為41.8 Ω。每個接收端信號的上升沿和下降沿不是很理想，有形成臺階的趨勢，分支路越多，這個臺階就會降低。因此，使用星型拓撲驅動多個負載時，有一定的限制，分支過多可能找不到合適的端接阻值。這和工程案例中的仿真結果也是一致的。

    采用星型結構遵照的原則是如果走線較短，信號上升沿較緩慢，信號反射較小，該星型拓撲結構因便于PCB走線而優先采用；如果該星型拓撲結構反射較大且在仿真情況下也未找到合適的匹配電阻，此時需改成菊花鏈拓撲結構及其匹配方式可以消除反射。

3 結論

    本文首先分析了信號反射形成的原理，指出瞬態阻抗發生改變將會使得信號發生反射，列出信號完整性問題常見的反射波形，提出了解決反射常采用的端接策略，針對不同互連拓撲結構選用有效的改善方法，并結合信號完整性仿真進行了驗證。

參考文獻

[1] 李玉山.信號完整性與電源完整性分析[M].北京：電子工業出版社，2015.

[2] 房麗麗.ANSYS信號完整性分析與仿真實例[M].北京：中國水電水利出版社，2013.

[3] 顧海洲，馬雙武.PCB電磁兼容技術——設計實踐[M].北京：清華大學出版社，2004.

[4] 于爭.信號完整性揭秘于博士SI設計手記[M].北京：機械工業出版社，2016.

作者信息:

袁金煥，王艷玲，楊  菊

(西安微電子技術研究所，陜西 西安710029)