0 引言

    隨著毫米波雷達(dá)技術(shù)在汽車自動(dòng)駕駛方面的應(yīng)用，汽車毫米波雷達(dá)漸漸向高集成、高精度、高可靠性方向發(fā)展。從目前的研究情況和產(chǎn)品報(bào)道來(lái)看，僅有少數(shù)幾家公司能夠提供MMIC車載雷達(dá)的解決方案，技術(shù)研發(fā)尚不能完全滿足市場(chǎng)應(yīng)用的需求。MMIC能夠集成射頻前端收發(fā)電路和中低頻信號(hào)處理電路。其中射頻LNA應(yīng)用于毫米波信號(hào)接收端，它不僅要對(duì)接收到的微弱射頻信號(hào)進(jìn)行放大，而且在放大的過(guò)程中要盡可能少地引入噪聲，以供后續(xù)電路對(duì)信號(hào)進(jìn)行處理^[1]。

    射頻LNA由于對(duì)電源的噪聲比較敏感，無(wú)法與其他模塊共用一個(gè)電源管理單元(Power Management Unit, PMU)，所以需要獨(dú)立的電源模塊。目前LDO低噪聲優(yōu)化設(shè)計(jì)主要分為兩個(gè)方面0。第一方面如圖1所示，通過(guò)改變傳統(tǒng)LDO電路結(jié)構(gòu)并添加RC濾波網(wǎng)絡(luò)來(lái)降低電路噪聲，這種結(jié)構(gòu)能有效地濾除前級(jí)電路的高頻噪聲，但其缺點(diǎn)是需要外接片外電容，增加了一個(gè)芯片引腳。第二種方法不改變傳統(tǒng)LDO的電路結(jié)構(gòu)，由于噪聲的主要來(lái)源是帶隙基準(zhǔn)源(BG)和誤差放大器(EA)，所以第二種方法通過(guò)設(shè)計(jì)低噪聲的BG和EA來(lái)實(shí)現(xiàn)低噪聲電壓輸出。這種方法無(wú)需片外電容，也不會(huì)增加芯片面積，但相對(duì)于第一種方法來(lái)說(shuō)其降低高頻噪聲的效果較差。本文采用了新型的電路結(jié)構(gòu)，同時(shí)也通過(guò)優(yōu)化電路設(shè)計(jì)，盡量降低BG和EA的輸出噪聲。

1 LDO整體電路

    圖1所示為本文設(shè)計(jì)的LDO電路結(jié)構(gòu)圖，可以簡(jiǎn)單分為前級(jí)預(yù)調(diào)節(jié)電路、濾波電路、后級(jí)調(diào)節(jié)電路3個(gè)部分^[3]。

    其中M2為預(yù)調(diào)整管，通過(guò)RDAC模塊中的R₁、R₂將電壓V_I輸出為反饋電壓V_FB，并與帶隙基準(zhǔn)電壓V_BG經(jīng)誤差放大器EA相比較，通過(guò)控制M₂的柵電壓來(lái)達(dá)到控制電壓V_I的目的，由于噪聲主要來(lái)源于BG、EA和R₁、R₂，所以電壓V_I通過(guò)低通濾波模塊，濾除高頻噪聲，再通過(guò)放大器AMP和調(diào)整管M₁產(chǎn)生低噪聲輸出V_OUT^[4]。其中RS<7:0>8位數(shù)字控制信號(hào)通過(guò)改變R₁、R₂的比例來(lái)控制輸出電壓V_OUT。C₁、R₁組成相位補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，通過(guò)調(diào)節(jié)電路主極點(diǎn)的位置，使反饋環(huán)路具有足夠的相位裕度^[5]。

    通過(guò)式(5)可以看出通過(guò)電壓預(yù)調(diào)節(jié)和RC低通濾波之后，整體輸出噪聲功率明顯降低^[8]。

2 各模塊具體電路設(shè)計(jì)

2.1 帶隙基準(zhǔn)源電路

    如圖2所示，BG主要由3部分構(gòu)成，分別是啟動(dòng)電路、偏置電流產(chǎn)生電路、V_BG產(chǎn)生電路^[9]。

    其中EN為控制信號(hào)，當(dāng)EN為1時(shí)，EN_N為0，M₁～M₅導(dǎo)通，M₅會(huì)向偏置電路注入電流，使其脫離簡(jiǎn)并點(diǎn)正常工作，而當(dāng)EN為0時(shí)，電路停止工作。偏置電流產(chǎn)生電路通過(guò)電流鏡和電阻的組合產(chǎn)生基準(zhǔn)電流，這些基準(zhǔn)電流為放大器提供基準(zhǔn)電流輸入。

    BG的工作方式是通過(guò)正負(fù)溫度系數(shù)的相互抵消，來(lái)實(shí)現(xiàn)電壓基本不隨溫度變化的目的，V_BG可表示為式(6)。

    通過(guò)式(6)、式(7)可以得出，通過(guò)增大mn的乘積能夠有效地減小噪聲。

2.2 放大器電路

    在BG、前級(jí)預(yù)調(diào)節(jié)環(huán)路和快速啟動(dòng)RC濾波電路中的放大器均采用折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)。它的好處是在保證足夠的環(huán)路增益的情況下，電路具有較快的響應(yīng)速度，電路引入的噪聲適中，在可控范圍內(nèi)，具體電路如圖3所示。

    后級(jí)調(diào)整電路中的AMP采用經(jīng)典二級(jí)運(yùn)放結(jié)構(gòu)。它的優(yōu)點(diǎn)是高增益、低噪聲并且具有比較大的輸出電壓擺幅^[10]。

    折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)的主要噪聲來(lái)源為M₇～M₈、M₉～M₁₀、M₁₅～M₁₆。總的輸入噪聲分為熱噪聲和閃爍噪聲兩部分，其中輸入熱噪聲為：

    其中k為玻爾茲曼常數(shù)，T為絕度溫度，g_m為MOS管的跨導(dǎo)。輸入閃爍噪聲如式(9)所示。

2.3 快速啟動(dòng)低通濾波電路

    對(duì)于普通的RC濾波電路，其截止頻率如式(11)所示：

    由式(10)可以看出濾除噪聲的效果越好，RC低通濾波電路的啟動(dòng)時(shí)間就越長(zhǎng)。針對(duì)這一缺點(diǎn)，提出了一種快速啟動(dòng)的RC低通濾波電路。如圖4所示。

    M₁為開(kāi)關(guān)管，M₂～M₆工作在深三極管區(qū)，可以看作是一系列的電阻串聯(lián)。電路啟動(dòng)瞬間，V_CTRL為低電平，M₁導(dǎo)通，給電容C₀充電，當(dāng)V_I=V_O時(shí)，V_CTRL轉(zhuǎn)換為高電壓，M₁關(guān)斷，此時(shí)，RC濾波電路開(kāi)始工作。其中兩個(gè)反相器級(jí)聯(lián)對(duì)誤差放大器(EA)輸出電壓進(jìn)行數(shù)字化處理，使V_CTRL更有效地控制開(kāi)關(guān)M₁。

    本設(shè)計(jì)中電容C的取值在納法量級(jí)，很難集成到芯片內(nèi)部^[11]，所以采用芯片外部連接電容的方式，同時(shí)也會(huì)相應(yīng)的增加一個(gè)芯片引腳。

3 版圖和整體電路仿真

3.1 版圖

    圖5所示為L(zhǎng)DO的版圖，整體芯片面積大約0.03 mm²。傳統(tǒng)的LDO僅需要兩個(gè)運(yùn)放，本設(shè)計(jì)多使用了兩個(gè)運(yùn)放來(lái)滿足低噪聲和快速啟動(dòng)的實(shí)際需要，雖然相對(duì)來(lái)說(shuō)增大了芯片的面積，但其性能上的優(yōu)勢(shì)足以彌補(bǔ)面積上的損耗。

3.2 整體電路仿真

    采用Cadence Spectre工具對(duì)整體電路仿真測(cè)試，圖6所示為L(zhǎng)DO整體電路測(cè)試結(jié)果。其中V_DD=5 V，V_OUT輸出標(biāo)準(zhǔn)電源電壓3.3 V。由圖可以看出電路啟動(dòng)時(shí)間小于1 ms，整體電路有較好的穩(wěn)定性。

    圖7所示對(duì)電路的LNR進(jìn)行仿真，V_DD在4～6 V范圍內(nèi)變化，V_OUT僅改變了16.4 mV。

    通過(guò)計(jì)算可知其LNR為：

    圖8所示為電路LDR測(cè)試結(jié)果。其中負(fù)載電流在1～30 mA范圍內(nèi)變化，輸出電壓僅變化了0.25 mV。通過(guò)式(15)可以計(jì)算得出LDR為：

    圖9所示為輸出噪聲的仿真結(jié)果，圖中所示的輸出噪聲密度(單位V/sqrt(Hz))曲線是對(duì)輸出噪聲功率(單位V²/Hz)進(jìn)行開(kāi)平方運(yùn)算。

    經(jīng)計(jì)算，在1 kHz～100 kHz(陰影部分面積)范圍內(nèi)的噪聲積分為34.94 μV_rms。

4 結(jié)論

    本文設(shè)計(jì)了一種給MMIC中LNA供電的電源模塊，其性能參數(shù)對(duì)比如表1所示。從具體數(shù)據(jù)對(duì)比中可以看出本文設(shè)計(jì)的電源模塊集成了電壓基準(zhǔn)源，并且具有較寬的輸出電壓范圍和較小的輸出噪聲，各性能參數(shù)均滿足設(shè)計(jì)應(yīng)用的要求。

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作者信息:

宋  飛，蔡  俊，李  楊，王  飛

(安徽理工大學(xué) 電氣與信息工程學(xué)院，安徽 淮南232001)