0 引言

    隨著電力電子技術(shù)的不斷發(fā)展，逆變器廣泛應(yīng)用于電力電子設(shè)備當(dāng)中，而傳統(tǒng)的逆變器在不平衡負(fù)載或非線性負(fù)載條件下會(huì)產(chǎn)生不平衡的三相電壓。為了解決這個(gè)問(wèn)題，許多學(xué)者提出了一系列拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如模塊化三相逆變器、帶中間變壓器的三相逆變器、分電容逆變器和三相四橋臂逆變器。其中，三相四橋臂逆變器能夠在非線性負(fù)載條件下輸出三相對(duì)稱電壓，其第四橋臂直接控制中性點(diǎn)電流，具有控制簡(jiǎn)單，電壓利用率高，無(wú)需大容量電容器等優(yōu)點(diǎn)，日益受到了人們的青睞^[1-3]，逆變器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。針對(duì)傳統(tǒng)的正弦脈寬調(diào)制（SPWM）方案低效率和高電壓諧波等缺點(diǎn)，本文擬提出一種SVPWM調(diào)制^[4]和電流滯環(huán)調(diào)制^[5]相結(jié)合的新型閉環(huán)控制方案，這種方案完全不同于其他方案，前三橋臂采用空間矢量調(diào)制，第四橋臂單獨(dú)采用電流滯環(huán)調(diào)制；不僅具備空間矢量調(diào)制低開關(guān)損耗和低電壓總諧波失真的優(yōu)點(diǎn)，還兼具電流滯環(huán)調(diào)制快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)、易于數(shù)字化實(shí)現(xiàn)及魯棒性強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)。

1 逆變器控制新方案

    逆變器控制新方案如圖2所示，逆變器輸出電壓V_abc與參考電壓V_ref進(jìn)行比較，通過(guò)電壓外環(huán)PI控制器，其輸出參考電流與電感電流I_Labc進(jìn)行比較，通過(guò)電流內(nèi)環(huán)PI控制器得到直流電壓矢量u_dq，再經(jīng)過(guò)前三橋臂SVPWM調(diào)制得到前三橋臂的開關(guān)管調(diào)制信號(hào)；第四橋臂采用跟蹤前三相電流信號(hào)的電流滯環(huán)調(diào)制得到其開關(guān)管的調(diào)制信號(hào)。同時(shí)，本文采取了鎖相環(huán)技術(shù)，來(lái)減小電壓諧波畸變對(duì)檢測(cè)負(fù)載電壓角度θ的影響。

2 前三橋臂調(diào)制方案

2.1 前三橋臂的雙閉環(huán)解耦控制

    本文采用負(fù)載電壓控制策略，外環(huán)的電壓輸出信號(hào)被指定為內(nèi)環(huán)電流參考信號(hào)，用于控制輸出電流，從而改善控制對(duì)象，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的三相逆變輸出。為了便于分析，應(yīng)先建立四橋臂逆變器在abc坐標(biāo)下的平均電路模型^[6]，如圖3所示。

    根據(jù)電路模型可知

其中u_d，u_q，i_Ld，i_Lq，d_d，d_q是同步坐標(biāo)系中的輸出電壓、電感電流和占空比。相對(duì)于傳統(tǒng)的四橋臂一體化的SVPWM調(diào)制，新方案使控制信號(hào)模型由三維空間分布變?yōu)槎S空間分布，這有利于控制方案的算法簡(jiǎn)化。為了使PI調(diào)節(jié)器更加穩(wěn)定，需設(shè)計(jì)解耦控制器消除式中的耦合分量，由式(4)變換得：

    在式(7)中，d軸負(fù)載電流I_Ld的微分方程中不包含q軸分量，對(duì)于q軸負(fù)載電流I_Lq，也同樣實(shí)現(xiàn)了解耦控制。又由式(6)可知，直流電壓矢量u_dq再經(jīng)過(guò)dq/αβ轉(zhuǎn)換將得到內(nèi)循環(huán)的輸出，最終通過(guò)SVPWM調(diào)制獲得前三橋臂開關(guān)管的切換狀態(tài)信號(hào)。

2.2 前三橋臂SVPWM調(diào)制

    為了實(shí)現(xiàn)前三橋臂SVPWM實(shí)時(shí)調(diào)制，應(yīng)該清楚參考電壓矢量U_ref扇區(qū)所在方位^[7]，U_ref以轉(zhuǎn)角頻率ω逆時(shí)針旋轉(zhuǎn)，其電壓空間矢量如圖4所示。

    當(dāng)確定U_ref的扇區(qū)時(shí)，需要計(jì)算扇區(qū)邊界上的兩個(gè)標(biāo)準(zhǔn)向量和無(wú)效零向量的作用時(shí)間^[8]。全部扇區(qū)的作用時(shí)間t₁、t₂如表1所示。

    基于表1所得的各扇區(qū)基本矢量作用時(shí)間t₁、t₂，使用七段SVPWM調(diào)制^[9]得到所需的脈沖寬度調(diào)制波形。

3 第四橋臂電流滯環(huán)調(diào)制方案

    電流跟蹤調(diào)制^[10]是第四橋臂調(diào)制方案的關(guān)鍵，電流跟蹤調(diào)制通常采用電流滯環(huán)調(diào)制。電流滯環(huán)調(diào)制是一種動(dòng)態(tài)響應(yīng)迅速、模型設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單、調(diào)制精度高且具有良好魯棒性的調(diào)制方式；所以第四橋臂采用電流滯環(huán)調(diào)制方案。由平均電路模型推導(dǎo)得：

式中V_z為負(fù)載零序電壓。

    由式(8)可以得出，只需要控制電流i_Ln，使其能滿足i_Ln=-(i_La+i_Lb+i_Lc)，便可以校正零序電壓失真，由此提出如圖5所示的第四橋臂電流跟蹤調(diào)制方案。

    通過(guò)電流滯環(huán)調(diào)制方案使每個(gè)電流調(diào)制器直接產(chǎn)生開關(guān)信號(hào)，以此來(lái)調(diào)制由S₇、S₈開關(guān)管構(gòu)成的第四開關(guān)橋臂。

4 實(shí)驗(yàn)仿真

    為了驗(yàn)證新方案的正確性，對(duì)其進(jìn)行了Simulink仿真分析，實(shí)驗(yàn)參數(shù)：逆變器前級(jí)頻率10 kHz，濾波電感5 mH，濾波電容10 μF；逆變器輸出電壓頻率50 Hz，額定電壓220 V，額定功率6 kW；滯環(huán)環(huán)寬ΔI設(shè)定為0.3 A。實(shí)際應(yīng)用中的不平衡負(fù)載一般指阻抗不平衡，由此設(shè)定A、B和C三相的負(fù)載分別為額定負(fù)載20 Ω、額定負(fù)載20 Ω和不平衡負(fù)載40 Ω。

    實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在不平衡負(fù)載的條件下，普通的三相三橋臂逆變器輸出的三相電壓正弦波形明顯不平衡，其逆變器的電壓波形和電流波形如圖6所示。在相同條件下，采用了新控制方案的三相四橋臂逆變器輸出了三相對(duì)稱正弦電壓，其電壓波形和電流波形如圖7所示，C相峰值電流為A、B兩相峰值電流的1/2，各相峰值電壓為A相220.59 V、B相220.61 V、C相220.96 V，電壓偏差均小于0.5 V；電壓畸變率(THD)均小于5%。

    圖8(a)是前三橋臂調(diào)制信號(hào)波形，波形為鞍馬波，還包含了電感電流反饋的鋸齒波；第四橋臂調(diào)制方案能夠有效消除零序電壓，其調(diào)制信號(hào)波形如圖8(b)所示。

    逆變器輸出電壓諧波分析結(jié)果如圖9所示，據(jù)圖9可知，在不平衡負(fù)載條件下，采用新控制方案的三相四橋臂逆變器輸出電壓的總諧波失真僅為3.31％，而普通逆變器輸出電壓的總諧波失真高達(dá)18.79％。結(jié)果表明，本文提出的逆變器控制方案減小了逆變系統(tǒng)的電壓總諧波失真。

5 結(jié)論

    本文提出了一種三相四橋臂逆變器前三橋臂SVPWM調(diào)制和第四橋臂電流滯環(huán)調(diào)制相結(jié)合的新型控制方案，并實(shí)現(xiàn)了逆變器的雙閉環(huán)解耦控制，控制算法相對(duì)簡(jiǎn)單，實(shí)際計(jì)算量小；在不平衡負(fù)載條件下，采用新控制方案的四橋臂逆變器輸出的三相電壓波形更接近正弦波，總諧波失真率和諧波分量均顯著下降，極大地提高了逆變系統(tǒng)的條件適應(yīng)性。

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作者信息：

孫靈芳，李知遠(yuǎn)，紀(jì)慧超

（東北電力大學(xué) 自動(dòng)化工程學(xué)院，吉林 吉林132012）