超級電容和電池組成的能量管理系統兼顧了超級電容的高功率密度及電池的高能量密度的優點,可以更好地滿足電動汽車啟動和加速性能的要求,提高電動汽車制動能量的回收效率，增加續駛里程。
1 系統總體概述
    超級電容、電池能量管理系統主要由BLDCM驅動控制器和雙向DC-DC電路兩部分組成，系統框圖如圖1所示。

    圖1中，L、M1、M2組成雙向DC-DC電路，VT1～VT6組成三相逆變器，并采用一個高端負載開關M3，在必要的時候控制母線和蓄電池的通斷。蓄電池母線電壓Vin=72 V，超級電容額定參數為165 F/48 V, 無刷直流電機參數為72 V/5.5 kW。電機運行時，負載開關M3導通，三相逆變器正常工作，雙向DC-DC不工作，系統能量來自蓄電池；電機能量回饋制動時，母線電壓高于蓄電池電壓，并通過比較器C1信號觸發關斷負載開關M3，雙向DC-DC工作在BUCK狀態，超級電容被充電；電機啟動或大轉矩輸出時，雙向DC-DC工作在BOOST狀態，這種情況一般只持續數十秒。超級電容能量充足時，能保證BOOST輸出電壓高于母線電壓，負載開關M3關斷。如果放電時間過長，由于超級電容不具有恒壓特性，隨著能量的消耗，其端電壓會不斷降低，對應BOOST電路的輸出電壓也會相應降低。當輸出電壓值比母線電壓值小時，高端負載開關M3導通，此時由蓄電池單獨為系統供電并關斷超級電容部分的雙向DC-DC電路。

2 系統工作原理及控制策略
2.1 雙向DC-DC原理
    本系統采用雙向DC-DC變換器的原因：(1)超級電容端電壓和蓄電池電壓不匹配；(2)超級電容不具有恒壓特性，由于與蓄電池電壓特性不一致，不能直接將兩者并接在一起。系統采用的超級電容額定電壓為48 V，蓄電池額定電壓為72 V，所以雙向DC-DC變換器的低端電壓為48 V，高端電壓為72 V。由于電壓變換范圍不大，不需要采用變壓器進行電壓變換，直接采用PWM斬波即可實現。雙向DC-DC結構如圖2所示。
    圖2中的雙向DC-DC變換器本質上由基本的BUCK電路和BOOST電路結合而成[1]，將BUCK電路或者BOOST電路中的功率二極管用功率MOSFET替換即得到圖3所示的電路拓撲。根據能量流向的不同，電路工作在BUCK降壓模式或BOOST升壓模式。
    在BUCK降壓模式中，M1管作為開關管使用，驅動信號來自PWM控制芯片；M2管作為二極管使用，且使用的是M2管的寄生體二極管，這時必須通過負壓可靠關斷M2才能實現電路的可靠運行。設定電路工作在CCM模式，降壓模式下等效電路如圖3所示。圖3中箭頭表示為電壓、電流的方向，能量從V1流入V2，即超級電容的充電模式。t0～t1時間段表示M1開通，t1～t2時間段表示M1關斷。設PWM周期為T，占空比為D，則M1開通時間為DT，M1關斷時間為（1-D）T。根據電感伏秒平衡原理，電感L兩端伏秒值在一個周期中的平均值為0，則電感一個周期的伏秒平均值可由下式求得：
  

    在BOOST升壓模式中，M2管作為開關管使用，驅動信號來自PWM控制芯片；M1管作為二極管使用，且使用的是M1管的寄生體二極管，這時必須通過負壓可靠關斷M1才能實現電路的可靠運行。設定電路工作在CCM模式，升壓模式下等效電路如圖4所示。圖中箭頭表示電壓電流的方向，能量從V2流入V1，即超級電容的放電模式。t0～t1時間段表示M2開通，t1～t2時間段表示M2關斷。設PWM周期為T，占空比為D，則M2開通時間為DT，M2關斷時間為（1-D）T。根據電感伏秒平衡原理，電感L兩端伏秒值在一個周期中的平均值為0，則電感一個周期的伏秒平均值可由下式求得：
    

    由于占空比0<D<1，式（2）表明V1>V2，即V2通過PWM斬波得到滿足電機工作要求的母線電壓V1。
2.2 能量管理系統控制策略及工作模式
2.2.1 設計要求
    電動汽車能量管理系統對安全性有很高的要求，應滿足以下條件：
    (1)滿足剎車及加速的安全要求，符合駕駛員的習慣。通過找到電子剎車和機械剎車的最佳覆蓋區間，在確保安全的前提下，最大限度回收能量，具有能量回收系統的電剎車過程應盡可能地與傳統剎車過程相似；在加速過程中，盡可能多釋放能量，保證汽車所需要的加速性能。
    (2)考慮能量管理系統及電機的性能，確保超級電容、電感、電機等元件在能量回饋及釋放過程中的安全，避免充電、放電電流過大或充電電壓過高而損害元件。
2.2.2 控制策略
    (1)能量回饋控制策略
    在滿足設計要求(1)的情況下，根據要求(2)的限制值確定最優制動力，使回收能量達到最大，即電流對時間的積分達到最大。為了與平常的剎車習慣相符合，采用電制動操縱與機械制動操縱復用制動踏板。整個制動踏板行程分為兩段，第一段行程為電制動控制段，隨踏板下行，電制動強度逐漸加強；第二段行程為機械制動控制段，隨踏板下行，機械制動強度逐漸加強。
    將各限制因素量化為當前最大允許制動力矩，并以此來限定電機的制動力矩，從而保護系統的正常運行。電制動的限制因素主要來源電機及能量管理系統兩個方面，包括電機最大允許制動轉矩，電機最大允許制動功率，能量管理系統最大允許充電功率及能量管理系統最大允許充電電流。這些限定因素轉化為電機轉矩限制的具體策略為：

式中，各物理量均為正值；min()表示取最小值；max()表示取最大值，Pmmax表示電機最大允許制動功率；Pbmax表示能量管理系統最大允許充電功率；Ibmax表示能量管理系統最大允許充電電流；Vb表示當前能量管理系統的端電壓。能量管理系統的兩個限制因素及端電壓為可變量，取系統運行的當前瞬態值，由能量管理系統給出；電機發電效率及當前電機轉速為可變量，取電機運行當前瞬態值，由電機控制系統給出。
    (2)能量釋放控制策略
    能量釋放控制策略的具體描述與能量回饋控制策略類似，將各限制因素量化為當前最大允許驅動力矩，并以此來限定電機的驅動力矩，從而保證系統的正常運行。
3 雙向DC-DC控制方法
    雙向DC-DC控制方法采用電壓、電流雙閉環控制[2]，其中電壓環是外環，通過TL431和光耦實現對電壓的閉環控制；電流環是內環，采用對峰值電流進行閉環控制的方法。峰值電流控制不僅響應速度快，而且具備限流保護功能，可以提高系統的可靠性。峰值電流控制的基本原理如圖5所示。圖5(a)所示為BUCK模式下峰值電流控制原理，而BOOST模式下峰值電流控制原理與其類似。圖中，參考電壓Vref與變換器輸出電壓V(t)相減所得的誤差信號經補償網絡放大后作為PWM調制器的調制信號，將電流取樣信號is(t)Rf作為載波信號。每個開關周期之初，由時鐘脈沖置位RS觸發器，開關器件M1導通，之后電感電流逐漸增加，如圖5(b)所示。當檢測到電流信號is(t)Rf大于調制信號ic(t)Rf時，比較器反轉并復位RS觸發器，使得功率管開關被關斷，電感電流通過續流管續流。圖5(b)所示為兩種電感、電流增長斜率情況下的PWM占空比變化波形。圖中波形表明，當電感、電流增長快（斜率大），即大負載輸出時（對超級電容充電而言，是充電初始時刻，電路近于短路狀態），電流很快達到峰值，電路也很快進入峰值電流控制狀態，表現在PWM輸出波形的占空比變?。环粗?，PWM輸出波形占空比變大。

4 雙向DC-DC的硬件設計
    本設計中采用雙閉環的結構實現電流、電壓的控制，控制芯片使用TI公司的UCC3803A。UCC3803A內部的一個誤差放大器和電流放大器，可以方便組建電流、電壓雙閉環。在實際使用中，為了具有更快的響應速度，可略去誤差放大器，使用電壓調整器TL431和光耦PC817構成電壓反饋。電流環通過使用LEM公司的電流傳感器LAH 100-P來組建。BUCK控制電路如圖6所示，而BOOST控制電路原理與其類似，只是電流方向和開關管的位置有所改變。IS1是來自LEM霍爾電流傳感器LAH 100-P輸出的電壓測量信號，該電流信號進入電流反饋端，即圖6中的ISEN端。V48來自功率部分的輸出，由于TL431最大只能穩壓到36 V，故需要對經典TL431穩壓電路進行部分修改，使其能滿足48 V穩壓要求，故在TL431的3腳(即K極)引入24 V穩壓管，TL431的端電壓約為24 V，在安全工作區內，能正常起穩壓作用。PC817實現電氣上的隔離，并通過輸出電壓Vce穩壓，當超級電容電壓接近48 V時，PC817輸出電流Ic增大，則Vce減小，進入UCC3803的2腳VFB補償端的信號也會減小，相應地PWM輸出占空比也減?。划敵夒娙蓦妷撼^48 V時，UCC3803補償端1腳拉低，PWM關斷，起到過壓保護的作用，這時電路將在48 V維持動態平衡。

      本系統目前正在進行實驗驗證，運行穩定、能量回饋及釋放性能良好。

參考文獻
[1] 賀益康，潘再平.電力電子技術[M].北京：科學出版社，2004.
[2] 徐德鴻.電力電子系統建模及控制[M].北京：機械工業出版社，2007.