0 引言

    開(kāi)關(guān)電源的控制技術(shù)是影響開(kāi)關(guān)電源性能的主要因素，隨著開(kāi)關(guān)電源的廣泛應(yīng)用，對(duì)其性能的要求在不斷提高^[1]。以線性控制理論為基礎(chǔ)的脈沖寬調(diào)制（Pulse Width Modulation，PWM）技術(shù)存在瞬態(tài)特性差、魯棒性差和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)困難等問(wèn)題，人們一直試圖采用更好的控制技術(shù)來(lái)改進(jìn)開(kāi)關(guān)電源的性能，以滿足電子設(shè)備對(duì)開(kāi)關(guān)電源的要求^[2-4]。

    脈沖序列（Pulse Train，PT）控制技術(shù)是近年來(lái)提出的一種新型開(kāi)關(guān)電源非線性控制技術(shù)，因具有控制電路簡(jiǎn)單，瞬態(tài)特性、魯棒性好等優(yōu)點(diǎn)，獲得廣泛研究^[5-6]。PT控制技術(shù)預(yù)設(shè)兩個(gè)頻率相同而占空比不同的高、低功率電壓控制脈沖，通過(guò)檢測(cè)和判斷開(kāi)關(guān)周期起始時(shí)刻輸出電壓與參考電壓的關(guān)系來(lái)選擇合適的脈沖作為有效控制脈沖。若干個(gè)高、低功率電壓控制脈沖組成的脈沖序列形成一個(gè)脈沖序列循環(huán)周期，控制器通過(guò)調(diào)整脈沖序列循環(huán)周期中脈沖序列的組合方式實(shí)現(xiàn)對(duì)變換器輸出電壓的調(diào)節(jié)。

    開(kāi)關(guān)變換器可工作于電感電流斷續(xù)導(dǎo)電模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)和電感電流連續(xù)導(dǎo)電模式(Continuous Conduction Mode，CCM)。由于PT控制CCM變換器的穩(wěn)定性問(wèn)題，目前對(duì)PT控制技術(shù)的研究大都是工作于DCM的變換器，其帶載能力較差。電感電流偽連續(xù)導(dǎo)電模式(Pseudo Continuous Conduction Mode，PCCM)是一種有別于DCM和CCM的特殊工作模式，在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期結(jié)束前，電感電流存在一段幅值不為零且保持不變的時(shí)間，而不是DCM模式時(shí)的零電感電流^[7]。

    本文考慮電感和續(xù)流開(kāi)關(guān)管的寄生參數(shù)對(duì)變換器電路的影響，提出了一種新的脈沖序列控制策略，使Buck-Boost變換器工作于PCCM模式，分析了控制的過(guò)程及高低功率電壓控制脈沖，最后通過(guò)仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該方法的可行性及理論分析的正確性。

1 PT控制CCM Buck-Boost變換器

    圖1為PT控制PCCM Buck-Boost變換器的電路結(jié)構(gòu)圖，并聯(lián)在電感兩端的二極管D2和開(kāi)關(guān)管S2，能為電感電流提供一個(gè)續(xù)流通路，通過(guò)控制兩個(gè)開(kāi)關(guān)管的通斷，變換器可工作于PCCM模式。一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)PCCM Buck-Boost變換器存在三種工作模態(tài)：開(kāi)關(guān)管S₁導(dǎo)通、S₂關(guān)斷時(shí)變換器處于電感充電狀態(tài)，電感電流i_L線性增加，二極管D1承受反向電壓關(guān)斷，電容C向負(fù)載R放電；S₁、S₂均關(guān)斷時(shí)變換器處于電感放電狀態(tài)，i_L不斷減小，D₁承受正向電壓導(dǎo)通，電感L向C及R放電；S₁關(guān)斷、S₂導(dǎo)通時(shí)變換器處于電感慣性模態(tài)，i_L經(jīng)D₂和S₂續(xù)流，D₁再次承受反向電壓關(guān)斷，C向R放電，若忽略L、D₂和S₂的寄生電阻，i_L保持不變，而不是DCM下的零電感電流值。

    實(shí)際工作時(shí)，由于電感、開(kāi)關(guān)管有損耗，電感慣性模態(tài)期間電感電流會(huì)線性減小。考慮電路中的損耗，提出了一種新的PT控制PCCM Buck-Boost變換器控制策略，具有兩個(gè)控制變量。控制器由脈沖序列控制器和偽連續(xù)控制器組成，工作過(guò)程為：在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期的起始時(shí)刻，采樣電路采樣輸出電壓V_o，當(dāng)V_o低于基準(zhǔn)電壓V_ref時(shí)，脈沖序列控制器產(chǎn)生高能量電壓控制脈沖P_H1，控制開(kāi)關(guān)管S₁導(dǎo)通，使電感電流i_L上升；當(dāng)P_H1脈沖結(jié)束后，S₁關(guān)斷，i_L下降；當(dāng)i_L下降到設(shè)定的參考電流I_ref時(shí)，偽連續(xù)控制器產(chǎn)生電流控制脈沖P_H2，控制開(kāi)關(guān)管S₂導(dǎo)通，i_L續(xù)流，直至下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始。當(dāng)V_o高于V_ref時(shí)，脈沖序列控制器控制產(chǎn)生低能量電壓控制脈沖P_L1，控制S₁導(dǎo)通，i_L上升；當(dāng)P_L1脈沖結(jié)束后，S₁關(guān)斷，i_L下降；i_L下降至設(shè)定的參考時(shí)間t_ref后，偽連續(xù)控制器產(chǎn)生電流控制脈沖P_L2，控制S₂導(dǎo)通，i_L續(xù)流，直至下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始。圖2為脈沖序列控制PCCM Buck-Boost變換器的主要工作波形。

    若僅設(shè)置一個(gè)參考電流I_ref作控制變量，脈沖序列控制器在產(chǎn)生高低能量電壓控制脈沖時(shí)，偽連續(xù)控制器均在i_L下降到I_ref時(shí)產(chǎn)生相應(yīng)的電流控制脈沖，控制S₂導(dǎo)通。但在實(shí)際工作時(shí)，由于低能量電壓控制脈沖周期工作時(shí)，電感慣性模態(tài)維持時(shí)間較長(zhǎng)，電感電流下降大，會(huì)嚴(yán)重影響下一個(gè)周期的電感電流，而高能量電壓控制脈沖工作的開(kāi)關(guān)周期電感電流續(xù)流時(shí)間短，電感電流下降可忽略。這兩種情況的電感電流波形如圖3。

    提出的新型控制策略在設(shè)置一個(gè)參考電流的基礎(chǔ)上，增設(shè)一個(gè)對(duì)時(shí)間的控制量，在產(chǎn)生低能量電壓控制脈沖時(shí)，使電感電流下降至設(shè)定時(shí)間，開(kāi)關(guān)管S₂導(dǎo)通，從而使偽連續(xù)控制器根據(jù)脈沖序列控制器產(chǎn)生的電壓控制脈沖產(chǎn)生相應(yīng)的電流控制脈沖，不會(huì)影響下一個(gè)周期；而在產(chǎn)生高能量電壓控制脈沖時(shí)，仍使S₂在電感電流下降至參考電流時(shí)導(dǎo)通。圖4為兩控制變量PT控制PCCM Buck-Boost變換器的控制流程圖。

2 高、低能量電壓控制脈沖比例分析

    對(duì)于PT控制PCCM Buck-Boost變換器，在產(chǎn)生高能量電壓控制脈沖P_H1的開(kāi)關(guān)周期，開(kāi)關(guān)管S₁導(dǎo)通時(shí)間為D_HT，流經(jīng)S₁的電流波形如圖2所示，該開(kāi)關(guān)周期內(nèi)流經(jīng)S₁的電流平均值為：

式中I_ref為參考電流，D_H為P_H1的占空比，T為開(kāi)關(guān)周期，V_i為輸入電壓，L為電感。

    Buck-Boost變換器的輸入端電流即為流經(jīng)開(kāi)關(guān)管S₁的電流，故在高能量電壓控制脈沖P_H1作用的開(kāi)關(guān)周期，變換器從輸入端獲得的能量為：

    類(lèi)似地，求得在低能量電壓控制脈沖P_L1作用的開(kāi)關(guān)周期，變換器從輸入端獲得的能量為：

式中D_L為P_L1的為占空比。

    假設(shè)Buck-Boost變換器工作于穩(wěn)態(tài)時(shí)，脈沖序列由μ_H個(gè)高能量電壓控制脈沖與μ_L個(gè)低能量電壓控制脈沖組成，則一個(gè)脈沖序列循環(huán)周期內(nèi)，變換器從輸入端獲得的總能量為：

    設(shè)變換器的輸出功率為P，能量轉(zhuǎn)化效率為η，則存在以下關(guān)系：

    由以上各式可得PCCM模式下脈沖序列循環(huán)周期中P_H1脈沖和P_L1脈沖的數(shù)量比例關(guān)系：

    根據(jù)PCCM模式的分析方法，同樣可得到DCM模式時(shí)脈沖序列循環(huán)周期中高低能量電壓控制脈沖的數(shù)量比例關(guān)系：

    由式(6)和式(7)可分別得出PT控制PCCM模式和DCM模式下的μ_H/μ_L與負(fù)載功率P的關(guān)系曲線，如圖5所示。變換器電路參數(shù)為：V_i=10 V，V_o=9 V，P=1.8 W，T=50 μs，L=100 μH，C=470 μF；脈沖序列控制參數(shù)為：D_H=0.12，D_L=0.4，I_ref=0.5 A。

    由圖5可知，μ_H/μ_L隨著負(fù)載功率的增大而增加，當(dāng)輸出功率增大到一定值時(shí)，μ_H/μL迅速增加，變換器不能正常工作，從圖中可以看出PCCM模式能正常工作的輸出功率范圍要大于DCM模式，即PCCM變換器帶載能力較強(qiáng)。

3 仿真研究

    為證明上述理論分析的正確性，對(duì)兩控制變量PT控制PCCM Buck-Boost變換器進(jìn)行仿真研究，仿真仍采用上節(jié)中的電路參數(shù)和控制參數(shù)。

    圖6給出了兩控制變量PT控制PCCM Buck-Boost變換器在不同負(fù)載功率下電壓控制脈沖的仿真波形。輸入電壓為額定值，P為1.8 W時(shí)，脈沖序列為P_H1-P_L1-P_L1-P_H1-P_L1，μ_H/μ_L=2/3；P減小為1.2 W時(shí)，脈沖序列為P_H1-P_L1-P_L1-P_L1，μ_H/μ_L=1/3；P增加為3.4 W時(shí)，脈沖序列為P_H1-P_H1-P_H1-P_L1，μ_H/μ_L=3。

    可見(jiàn)輕載時(shí)脈沖序列控制器產(chǎn)生相對(duì)較多的低能量電壓控制脈沖，重載時(shí)脈沖序列控制器產(chǎn)生相對(duì)較多的高能量電壓控制脈沖。另外，輸出功率為3.4 W時(shí)PT控制DCM Buck-Boost變換器已不能正常工作，PCCM模式相比于DCM模式提高了帶載能力。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

    為了驗(yàn)證新型控制策略的可行性以及理論分析與仿真研究的正確性，本文搭建了實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，對(duì)兩控制變量PT控制PCCM Buck-Boost變換器進(jìn)行試驗(yàn)驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)參數(shù)與仿真參數(shù)相同。實(shí)驗(yàn)裝置中的開(kāi)關(guān)管均采用IRF3205，二極管采用SR560，A/D轉(zhuǎn)換器采用LM393，光耦采用6N137，控制器采用數(shù)字控制器FPGA，型號(hào)為EP4CE15F17C8，驅(qū)動(dòng)芯片采用A3120。

    圖7為兩控制變量PT控制PCCM Buck-Boost變換器在P為1.8 W時(shí)的電壓控制脈沖和電感電流實(shí)驗(yàn)波形，控制器在一個(gè)脈沖序列循環(huán)周期發(fā)出的電壓控制脈沖序列為：P_H1-P_L1-P_L1-P_H1-P_L1。實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論分析及仿真結(jié)果一致，驗(yàn)證了新型控制策略的可行性及理論分析、仿真研究的正確性。

5 結(jié)論

    本文在傳統(tǒng)的包含一個(gè)控制變量的PT控制PCCM變換器的基礎(chǔ)上，提出一種具有兩個(gè)控制變量的PT控制策略，控制器根據(jù)脈沖序列產(chǎn)生高低能量電壓控制脈沖而產(chǎn)生相應(yīng)的電流控制脈沖。詳細(xì)分析了這種控制策略下變換器的工作過(guò)程，改善了變換器的性能。通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)研究，分析了脈沖序列控制PCCM Buck-Boost變換器的工作狀況及脈沖組合，驗(yàn)證了新型控制策略的可行性和理論分析的正確性，同時(shí)也證明，與PT控制DCM Buck-Boost變換器相比，PT控制PCCM Buck-Boost變換器帶載能力有了明顯提高。

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