盡可能降低功耗、在節(jié)省成本的前提下提高功率密度，是現(xiàn)代高效開關電源所面對的重要挑戰(zhàn)。開關電源的設計目標是降低功率的通態(tài)損耗和開關損耗[1]。

    不影響功率密度和成本并且能夠優(yōu)化功率通態(tài)損耗的目的很難實現(xiàn)，因為這需要很多材料和元件，需要各種晶片，或增大銅線面積。與通態(tài)損耗不同，降低功率開關損耗而不大幅提高電源成本比較容易做到。本文重點論述的電路采用軟開關法，能效比優(yōu)于碳化硅二極管。
1 能量恢復電路
    該電路參照軟開關[2]要求而設計，如圖1所示。為了恢復線圈L貯存的能量，在升壓線圈LB附近新增加了兩個二極管 D1和D2，另外還有兩個輔助線圈NS1和NS2。

1.1 概念描述
    在晶體管TR導通時，線圈NS1可以恢復升壓二極管DB上流過的反向恢復電流IRM[3]。交流輸入電壓還調(diào)制升壓二極管電流IDB及其相關的反向恢復電流IRM。該調(diào)制過程讓流經(jīng)線圈L的反向恢復電流IRM被線圈NS1重置。當晶體管關斷時，輔助線圈NS2把小線圈L的額外電流注入到輸出電容。流經(jīng)小線圈L的電流通過二極管D2消失在體電容內(nèi)。當dI/dt斜率較低時，如在開關變換器斷續(xù)情況下，附加線圈NS1和NS2將影響到關斷二極管D1和D2；二極管反向恢復電流IRM也不會影響電路特性。
1.2 相位時序描述
    變壓比m1和m2是線圈NS1和NS2分別與NP的比值。
    在t0前，恢復電路的特性與傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器的特性相同。
    在t0時，功率晶體管導通，DB的電流等于I0。在t0+時，電流軟開關啟動，無開關損耗。在t0后，流經(jīng)DB的電流線性降至-IRM。
    在t1+時，升壓二極管DB關斷。由于反射電壓VNS1低，為了消除二極管D1上的反向恢復電流產(chǎn)生的不良效應，需要保持dI/dt_D1為低斜率。但是，在這個相位期間，升壓二極管DB被施加了一個高反向電壓。這個特性需要這種應用加上一個二極管，以使得二極管反向恢復電流IRM與擊穿電壓保持精確平衡。
    在t2時，二極管D1上的電流為0 A，恢復電路變成了一個比較傳統(tǒng)的功率升壓變換器。
    在t3時，功率晶體管關斷。與此同時，主線圈上的電壓極性也發(fā)生變化，直到DB二極管重新導通。
    在t4時，二極管D2上的電流達到0 A，恢復電路又變成一個傳統(tǒng)的功率升壓變換器，僅有升壓二極管DB導通。
    電路需用到一個擊穿電壓高于600 V的特殊二極管。此外，還需優(yōu)化這個二極管的反向恢復電流，防止功率晶體管TR在t1～t2相序期間內(nèi)受到較高的電流的沖擊。
1.3 計算m2和m1變壓比
    為了在t1～t2和t3～t4相序期間能夠符合斷續(xù)模式，圖2顯示的時間td1和td2應為正值。根據(jù)連續(xù)導通工作模式CCM（Continuous Conduction Mode）功率因數(shù)校正的原理和tD1_ON、tD2_ON的結果，可以確定變壓比m1和m2。

其中，PIN是功率因數(shù)校正電路（PFC）[4]的輸入功率，F(xiàn)S是開關頻率；VmainsRMSmax是電路電壓最大值；IRMmax是在導通電流變化率和最高工作結溫條件下的反向恢復電流最大值。
2 450 W功率因數(shù)校正電路的電能恢復電路
    為展示恢復電路的優(yōu)點，制作了一個VmainsRMS為90～260 V的通用系列450 W功率因數(shù)校正器，該系列產(chǎn)品采用硬開關模式和一個標準均流式 PWM控制器。從導通情況、能效比較和熱量測量3個方面將電能恢復電路和碳化硅肖特基二極管進行了比較。
2.1 恢復電路設計
    在測量電能恢復電路時使用了特定的二極管，圖1中DB采用STTH8BC065DI，D2采用STTH8BC060D，D1采用STTH5BCF060。
2.2 恢復電路的典型波形
    圖3所示是200 kHz的功率因數(shù)校正電路的典型電能恢復電路波形。每次功率晶體管導通時，就會發(fā)生一次電流軟開關操作。這條曲線突出表明D1、D2兩個二極管總是處于斷續(xù)狀態(tài)；D1恢復DB的IRM電流；而D2則通過功率因數(shù)校正電路中的體電容發(fā)送線圈L儲存的電流。在t0～t1和t4～t5相序期間，一旦D2關斷，功率晶體管的漏極電壓將立即降低，同時消除了關斷損耗。

2.3 能效比較
    在兩個相同的Vmains電壓和140 kHz相同開關頻率的條件下對電能恢復電路和SiC肖特基二極管進行了能效比較，如圖4和圖5所示。當電源電壓為230 VRMS時，在加全負載的條件下，恢復電路比8 A SiC二極管省電約2.25 W，在負載100 W時省電約1 W。

    在加低負載的條件下，由于恢復電路關斷損耗比SiC二極管低，NS2 產(chǎn)生的反射電壓仍然可以提高電能恢復電路的能效。但若功率因數(shù)校正電路工作于斷續(xù)模式（<100 W），電能恢復電路將與SiC二極管的能耗相同，如圖4所示。
    在電壓為90 VRMS時，軟開關方法的優(yōu)勢與功率晶體管體電容COSS放電節(jié)省的能量加在一起進一步突出了電能恢復電路的優(yōu)點。在輸出功率達到450 W時，電能恢復電路相比較SiC二極管省電約5.4 W；在低負載的情況下，由于沒有關斷損耗，電能恢復電路比SiC二極管省電約1.7%。加強了軟開關法電能恢復電路和COSS放電降低能耗的優(yōu)勢，尤其是在低負載的條件下這種優(yōu)勢將更為明顯。
2.4 熱測量
    電流的軟開關法可以降低功率晶體管的功率損耗，圖6所示是在一個功率因數(shù)校正電路中，電能恢復電路的解決方案與SiC二極管在功率晶體管上產(chǎn)生的溫度差(18 ℃)。如果功率晶體管的PN結溫度相同，電能恢復電路應該可以進一步減小散熱器的體積。這樣，節(jié)省的空間就抵消了電能恢復電路的微型線圈L所占的空間。并且，恢復電路擁有了與SiC二極管相同的功率密度。

    雖然采用了熱量優(yōu)化技術，但如果功率晶體管的RDS(on)致使PN結溫度上升到90 ℃時，采用電能恢復電路的能效就會有所降低，不過還是高于SiC二極管。因此，在圖5和圖6所示的90 VRMS能效比較中，必須從節(jié)省的電能Pout&times;[1/(SiC_efficiency)-1/(BC2_efficiency)]=5.4 W中減去0.75 W。總而言之，電能恢復電路的節(jié)能效果和功率密度均優(yōu)于SiC二極管。
    電能恢復電路使用電流軟開關法，可以通過一個特有的無損恢復電路幫助電源設計人員實現(xiàn)提高能效的目標。使用專用的二極管可以提高連續(xù)導通工作模式下功率因數(shù)校正電路的性能。
參考文獻
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