0 引言
多電平變換器的概念自從A.Nabael在1980年的IAS年會上提出以后，以其獨特的優(yōu)點受到廣泛的關注和研究。首先，對于n電平的變換器，每個功率器件承受的電壓僅為母線電壓的1/（n－1），這就使得能夠用低壓器件來實現(xiàn)高壓大功率輸出，且無需動態(tài)均壓電路；多電平變換器的輸出電壓波形由于電平數(shù)目多，使波形畸變(THD)大大縮小，改善了裝置的EMI特性；還使功率管關斷時的dv/dt應力減少，這在高壓大電機驅動中，有效地防止了電機轉子繞組絕緣擊穿；最后，多電平變換器輸出無需變壓器，從而大大減小了系統(tǒng)的體積和損耗。因此，多電平變換器在高電壓大功率的變頻調速、有源電力濾波裝置、高壓直流（HVDC）輸電系統(tǒng)和電力系統(tǒng)無功補償?shù)确矫嬗兄鴱V泛的應用前景。
1 多電平變換器的拓撲結構
國內外學者對多電平變換器作了很多的研究，提出了不少拓撲結構。從目前的資料上看，多電平變換器的拓撲結構主要有4種：
1）二極管中點箝位型（見圖1）；
2）飛跨電容型(見圖2)；
3）具有獨立直流電源級聯(lián)型（見圖3）；
4）混合的級聯(lián)型多電平變換器。
圖1 二極管箝位型三電平變換器
圖2 飛跨電容型三電平變換器
圖3 級聯(lián)型五電平變換器
其中混合級聯(lián)型是3）的改進模型，它和3）的結構基本上相同，唯一不同的就是3）的直流電源電壓均相等，而4）則不等。從圖1至圖3不難看出這幾種拓撲的結構的優(yōu)缺點。
二極管箝位型多電平變換器的優(yōu)點是便于雙向功率流控制，功率因數(shù)控制方便。缺點是電容均壓較為復雜和困難。在國內外這種拓撲結構的產(chǎn)品已經(jīng)進入了實用化。
飛跨電容型多電平變換器，由于采用了電容取代箝位二極管，因此，它可以省掉大量的箝位二極管，但是引入了不少電容，對高壓系統(tǒng)而言，電容體積大、成本高、封裝難。另外這種拓撲結構，輸出相同質量波形的時候，開關頻率增高，開關損耗增大，效率隨之降低。目前，這種拓撲結構還沒有達到實用化的地步。
級聯(lián)型多電平變換器的優(yōu)點主要是同數(shù)量電平的時候，使用二極管數(shù)目少于拓撲結構1）；由于采用的是獨立的直流電源，不會有電壓不平衡的問題。其主要缺點是采用多路的獨立直流電源。目前，這種拓撲結構也有實用化的產(chǎn)品。
2 多電平變換器的控制策略
從目前的資料來看，多電平變換器主要有5種控制策略，即階梯波脈寬調制、特定消諧波PWM、載波PWM、空間矢量PWM、 Sigma-delta調制法。
2.1 階梯波脈寬調制[1][2][3]
階梯波調制就是用階梯波來逼近正弦波，是比較直觀的方法。典型的階梯波調制的參考電壓和輸出電壓如圖4所示。在階梯波調制中，可以通過選擇每一個電平持續(xù)時間的長短，來實現(xiàn)低次諧波的消除。2m＋1次的多電平的階梯波調制的輸出電壓波形的傅立葉分析見式(1)及式(2)。消除k次諧波的原理就是使電壓系數(shù)bk為0。這種方法本質上是對做參考電壓的模擬信號作量化的逼近。從圖4中不難看出這種調制方法對功率器件的開關頻率沒有很高的要求，所以，可以采用低開關頻率的大功率器件如GTO來實現(xiàn)；另外這種方法調制比變化范圍寬而且算法簡單，控制上硬件實現(xiàn)方便。不過這種方法的一個主要缺點就是輸出波形的諧波含量高。
圖4 九電平階梯波輸出電壓波形
vt(t)=
bnsinnωt（1）
bn=
[Vcosnα1＋2Vcosnα1＋……＋jVcosnαj＋……＋mVcosnαm]（2）
2.2 多電平特定消諧波法[4][5][6]
多電平的特定消諧波法也被稱作開關點預制的PWM方法。這種方法是建立在多電平階梯波調制方法的基礎之上的。這種方法的原理就是在階梯波上通過選擇適當?shù)?ldquo;凹槽”有選擇性地消除特定次諧波，從而達到輸出波形質量提高和輸出THD減小的目的。這種方法的消諧波和階梯波的消諧波一樣，唯一不同的就是輸出電壓波形的傅立葉分析后的系數(shù)bn有所不同。現(xiàn)以五電平的特定消諧波的一個輸出電壓波形(如圖5所示)來分析傅立葉分解后的系數(shù)bn。從式（3)可以看出，bn中的負號項反映了“凹槽”的信息。多電平特定消諧波法中，求解特定的開關點時候要解非線形的超越方程，因此計算很復雜。目前資料中實際有應用的一般都只局限在三電平結構中。這種方法的主要特點是開關頻率低，效率高；諧波含量較少；電壓利用率高，最多可以達到1.15；計算開關點的時候計算比較復雜。
圖5 五電平特定消諧波輸出相電壓1/2周期的波形
bn=
[V(cosnα11－cosnα12＋……＋(－1)j＋1cosnα1j＋……＋cosnα1k)＋
2V(cosnα21－cosnα22＋……＋(－1)i＋1cosnα2i＋……cosnα2h]（3）
2.3 載波PWM技術
多電平逆變器載波技術，來源于兩電平的SPWM技術，但是，由于多電平逆變器特殊的結構，使其載波技術又不同于兩電平的載波技術。多電平逆變器中由于開關管多，因此，多電平逆變器的載波和調制波都不止一個，每一個載波和調制波有多個控制自由度，這些自由度至少有頻率、幅值和偏移量等。這些自由度的不同組合，將會產(chǎn)生大量載波PWM技術。其中最具有代表性的主要有三種，即分諧波PWM、開關頻率優(yōu)化PWM、三角載波移相PWM。
2.3.1 分諧波PWM方法[7][8][9]
多電平分諧波PWM方法是兩電平正弦波調制在多電平領域的一個擴展。載波是n個具有同相位、同頻率fc、相同的峰峰值Ac，且對稱分布的三角波。參考信號是一個峰峰值為Am、頻率為fm的正弦信號。在三角載波和正弦波相交的時刻，如果正弦波的值大于載波的值，則開通相應的開關器件，反之則關斷該器件。對于多電平變換器，幅度調制比ma和頻率調制比mf定義如下：
ma=
（4）
mf=
（5）
圖6所示為五電平分諧波PWM方法的原理圖。
圖6 五電平分諧波PWM方法的原理圖
2.3.2 開關頻率優(yōu)化PWM[10][11]
Steinke提出的開關頻率優(yōu)化的PWM方法是基于2.3.1的，這種方法載波和2.3.1完全相同，不同的是2.3.2的調制波中注入了零序分量。這種方法的優(yōu)點就是可以優(yōu)化器件的開關頻率，提高電壓的利用率，這種方法的調制比最多可以做到1.15，不過這種方法有一個限制就是只能夠用于三相系統(tǒng)中。圖7是該方法的原理圖。
圖7 五電平開關頻率優(yōu)化PWM原理圖
2.3.3 載波相移PWM方法[12]
上面的兩種載波方法，主要是針對二極管箝位型多電平變換器提出來的。而載波相移PWM方法則主要是用于級聯(lián)型多電平變換器。這種方法與上兩種方法不同，每一個級聯(lián)模塊的SPWM信號都是由一個三角載波和兩個反相位的正弦波產(chǎn)生的。不過，相互級聯(lián)的多個模塊之間的三角載波有一個相位差θ。當θ=π/n（其中n為級聯(lián)的模塊的個數(shù)）時，輸出相電壓的THD最小。這種方法的原理和兩電平中的倍頻思想相似。
2.4 多電平的空間矢量PWM技術[13][14]
多電平空間矢量方法和兩電平空間矢量方法一樣，都是一種建立在空間矢量合成概念上的PWM方法。以三電平為例來說明多電平空間矢量多電平的原理，其空間矢量圖如圖8所示。為了減少諧波，被合成的空間矢量，一般都是用空間矢量定點落在的特定小三角形的三個定點的電壓矢量予以合成。對于多電平變換器，用空間矢量合成的時候，計算比較復雜，很多文獻討論了不少簡化的計算方法。另外，對于空間矢量，很多平衡中點電位的方法也被提了出來。空間矢量方法的特點是諧波小、電壓利用率高，中點電位平衡容易實現(xiàn)。目前實用的一些多電平變換器大多數(shù)是用空間矢量PWM來實現(xiàn)的。
圖8 三電平電壓空間矢量圖
2.5 多電平的Sigma-delta調制法(SDM)[15][16][17]
SDM是一種在離散脈沖調制系統(tǒng)(如直流諧振鏈逆變器)合成電壓波形的技術。這一概念也是起源于兩電平逆變器中，它的控制圖如圖9所示。圖中V＊為期望輸出的電壓波形，V為實際調制合成的輸出波形。該控制部分中主要有三個環(huán)節(jié)，即誤差的積分環(huán)節(jié)、量化環(huán)節(jié)、采樣環(huán)節(jié)。該控制方法設計的主要任務就是設計合理的開關頻率和積分環(huán)節(jié)的增益。一般定義G=K/fs(式中：K為微積分環(huán)節(jié)的增益，fs為開關頻率),為了減少諧波，一般令0<G<1。圖10為這種方法的調制波形。
圖9 SDM方法的控制框圖
圖10 五電平G=0.938，M=0.9時候SDM調制的波形
3 結語
本文介紹了多電平變換器的各種控制方法和各種拓撲，比較了其特點。從上面分析可以看到，各種拓撲結構和各種控制方法都有其特點，因此，在工程選擇的時候，應合理予以選擇。隨著高速控制處理芯片DSP的出現(xiàn)，多電平變換器技術將會取得更廣泛的實際應用。