1  引言

    據統計,目前開關電源已有約14種拓撲形式之多[1]，而每一種拓撲都有其合適的應用場合。作為CRT彩電和監視器一類電源,人們已把反激型變換器看作成它的主流形式,究其原因大致有以下幾點:

    1）反激型變換器使用變壓器作耦合,它能將‘熱地’與‘冷地’分開，這為電視機用戶提供了使用安全性；

    2）與同樣帶有變壓器的正激型變換器相比，現在次級無需接入耐高壓的輸出扼流圈及價格不菲的續流二極管，這既節省了空間又降低了成本；

    3）次級可多繞組輸出，其主繞組可很輕易地做到數百伏直流輸出并具有良好的輸入電壓和負載變化調整率，至于各副繞組除了對主繞組的負載變化調整率稍低一點外，其余輸入電壓調整率卻能與主繞組持平，這是正激型變換器所做不到的；

    4）通過對變壓器初/次級匝數比及各繞組位置安排的精心設計和調整，有可能使反激型變換器在AC85～270V寬市電范圍內都能保持接收圖像質量不下降,這就解決了電視機電源的世界適用問題；

    5）只使用單功率管作開關，比起其它拓撲變換器是最節省的。

    當然反激型變換器也有它的限制，就是受目前的功率器件以及磁芯元件的性能所限，其單管輸出功率最大只能達到200W左右，但作為彩電用途已足夠，因為即使含有重低音WOOFER功能的34吋大屏幕彩電，其電源輸出功率也不外是145W左右。因此從性能價格比考慮，現在多數電視機廠家都樂于采用此類變換器。

    作者曾多年從事彩電開關電源研制，本文結合過去的工作經驗，試圖從彩色電視機電源應用角度，談談反激型變換器基本原理和工作方式，電視機對反激變換器的獨特要求，以及單管反激變換器的工程設計方法及調試經驗等。祈望有助于業界人士和廣大電視機維修人員的工作。

2  反激型變換器原理和兩種工作方式

    單管反激型變換器電路及其工作波形如圖1所示。當Q1被輸入脈沖驅動而導通時，流過Np繞組的初級電流會以斜率為VDC/Lp線性上升，在導通時間（ton）結束時刻，初級電流i1已升到峰值

         I1P=×ton   (1)

圖1  基 本 電 路 及 波 形

同時磁芯內存儲有能量

         E=      (2)

    當Q1截止時，磁芯內儲能向次級釋放，因為電感內的電流不能突變，所以在截止開始瞬間，初級電流傳遞到次級并使次級電流峰值為

        I2P=I1P     (3)

這個電流會直接向輸出電容充電。經過幾個周期后，次級直流電壓VO已建立，此時伴隨Q1截止，I2會從NS流出，其值為

         i2=I2P－t  (4)

式(4)表明，在截止期間的i2是線性下降的，它反映了磁芯儲能釋放情形。根據磁芯儲能是否全部釋放可導出反激型變換器的連續與不連續兩種工作方式，事實上隨著輸入市電電壓或者電視機接收負載(例如音量，輝度)的變化，電視機電源都有可能經歷這兩種工作方式。

    1）不連續工作方式如果市電電壓較低或者電視機接收負載過重，就使次級電流i2在Q1的下一次導通之前已下降到零，這表明所有磁芯儲能已傳送到負載，此后Q1的每一次導通，相應的初級電流i1及磁通  都要從零開始上升。這種工作狀態叫不連續方式，其波形如圖2所示。

圖2  不 連 續 方 式 波 形

    現時，在一個周期T內從電源VDC輸入的功率Pi為

         Pi==       (5)

    假定電源的效率為80％，即

           Pi==1.25=   (6)

    由式(6)得輸出電壓NO為

          VO=VDCton     (7)

    式（7）說明：

    （1）如果圖1電路工作在不連續方式，若不小心將負載RL開路，則有可能因輸出電壓VO過大而燒壞管子，這種情況在調試時是時有發生的；

    （2）即使圖1能正常工作，其輸出電壓VO亦會隨著輸入電壓VDC和負荷RL的變化而變化，極不穩定。為了得到穩定的輸出電壓，需要象圖3那樣加入一個反饋穩壓電路，它是由輸出電壓采樣分壓器，EA誤差放大器和一個由直流電壓控制的可變寬度脈沖發生器組成。從式(7)可見，此反饋電路必須能夠保證在VDC或RL升高時，降低ton，或者在VDC或RL下降時升高ton。

圖3  帶 反 饋 穩 壓 電 路 的 變 換 器

    功率管Q1所承受的最大電壓應力的計算：

    在Q1截止期間因有次級電流i2流過NS，在NS上產生的電壓幅值近似為輸出電壓VO(忽略二極管正向壓降及引線損耗)，此電壓反映在初級繞組NP上產生感應電動勢VNP：

         VNP=VO   (8)

因此截止時功率管Q1所承受的最大電壓應力為

       VDSmax=VDCmax＋VNP=VDCmax＋VO       (9)

    在實際運用時，Q1所承受的最大電壓應力不僅限于VDSmax，同時還要加上由變壓器漏感所帶來的附加電壓尖峰(估計約為0.3VDC)，而且在選雙極型管時，需要注意以上二者之和應該比所選管的額定值VCEO小30％，這樣才有足夠的安全余量。

    2）連續工作方式如果市電電壓升高或者接收負載減輕，這使次級電流i2在Q1的下一次導通到來之時仍未下降到零，磁芯仍含有一部分儲能，它會反映到初級，使此后Q1的每一次導通，相應的初級電流i1及磁通φ都不是從零而是從一個恒定值開始上升。這種工作狀態叫連續方式，其波形如圖4所示。

圖4  連 續 方 式 波 形

    應該指出，根據磁通復位原則，在連續方式中會存在一個磁通平衡點φO，在φO的基礎上讓導通時的磁通增加量Δφ1等于截止時磁通減少量Δφ2，故有

          VDCton=VOtoff

得出

          VO=VDC=   (10)

    由式（10）可知，如果圖1的電路工作在連續方式中，則輸出電壓VO只取決于匝數比NS/NP，時間比ton/toff以及輸入直流電壓VDC，而和負載RL無關。

    同樣地，實際的電源應該象圖3那樣加入反饋電路，那么由式(10)可知，這個電路的作用應該是當輸入直流電壓VDC升高時，讓ton減少，或者當VDC減少時，讓ton升高，以便保持輸出電壓VO不變。

    如果將式(8)代入式(10)，則有

       VDCton=VNPtoff   （11）

由此可進一步簡化式(9)，即截止時功率管Q1所承受的最大電壓應力可化為

        VDSmax=VDCmax＋VO=VDCmax＋VDCmax=        (12)

考慮功率管還要承受由變壓器漏電感所引起的電壓尖峰(其值約為0.3VDCmax)。因此實際VDSmax′應為

       VDSmax′=VDSmax＋0.3VDCmax=1.3VDCmax＋(NP/NS)VO     (13)

    3）實例

    有一29吋電視機其最大輸入市電電壓為AC 264V，變壓器NP=32匝，NS=28匝，VO=140V，則由式(13)得出VDSmax′=1.3××264V＋160V=645V。設計時，對MOSFET管要選擇其VDS耐壓≥VDSmax′的，下面介紹連續方式的輸入、輸出電流與負載功率的關系。

    圖5示出連續方式的初級和次級電流波形。其輸出功率等于輸出電壓乘次級電流脈沖的平均值。現定義ICSR為次級電流脈沖線性斜坡部分的中點值，故有

          PO=VOICSR=VOICSR(1－ton/T)    (14)

          ICSR=         (15)

    圖5中的初級電流脈沖線性斜坡部分的中點值ICPR，則由Pi=1.25PO=VDCICPR得

          ICPR=    (16)

圖5  連 續 方 式 中 的 初 次 級 電 流 臺 階

需要注意的是，連續方式的出現剛好在初級電流斜坡出現臺階的時候，由圖5可見當ICPR升高到等于斜坡幅度ΔI1P的一半時，電流臺階開始出現，此時的ICPR在連續方式中是最小的，結合式(16)有

          ICPRmin=ΔI1P=

或者

     ΔI1P=    (17)

上式的tonmax可由式(11)在給定的最小VDCmin下求出。又因ΔI1P=(VDCmin)ton/LP故有

        LP==     (18)

    利用式(10)～(18)，可以計算工作于連續方式下的反激型變換器各相關參數值。需要指出的是，分別按二種方式來設計反激型變換器，會得出很不同的結果。例如文獻[1]曾使用不連續與連續兩種工作方式分別設計一個工作于50kHz的DC/DC反激變換器，假定其輸入DC電壓為38V，輸出5V，輸出功率為50W，則對初級電感LP以及初次級電流會得出如下表1所示的很不同結果。

表1  不同工作方式下的反激型變換器設計比較

    4）兩種工作方式的比較

    由表1可見反激型變換器的兩種工作方式會有很不同的運行特性。不連續方式的優點是對負載電流或輸入電壓的突然變化反應迅速，這使相應的輸出電壓的瞬時改變較小。但其缺點是次級峰值電流為連續方式的2～3倍（相對于同一個輸出電流平均值而言）。因此在開關管截止之初，不連續方式會有一個較大的瞬態輸出電壓尖峰，這將要求一個較大的LC濾波器去消除它。在開關管截止之初形成的過大的次級峰值電流同時引起RFI問題。即便對于中功率輸出，由于進入輸出母線電感的di／dt值很大，它在輸出地線上生成很嚴重的噪聲尖峰。由于不連續方式的次級電流有效值比連續方式高出近兩倍，這就要求次級導線線徑較大以及有一個紋波電流額定值較大的輸出濾波電容。同時次級輸出整流二極管也必須耐受高的溫升。另外初級峰值電流也大于連續方式的兩倍，如圖2所示，在電流平均值相同的情況下，不連續方式的三角形電流波形其峰值顯然比連續方式的梯形波形的峰值為高。其結果就要求不連續方式的開關管有較高的電流額定值，造成成本增加。同樣，較高的初級電流也會帶來嚴重的射頻干擾（RFI）問題。

    盡管不連續方式有這么多缺點，但實用上絕大多數電源都設計為這種方式，這是因為：第一，不連續方式要求初級電感較小，這使它對輸出負載電流或輸入電壓的突變響應迅速，使相應的瞬間輸出電壓ΔVO變化幅度不大（0.2V以下）；第二，連續方式雖有較低的初、次級電流，這無疑是個優點，但它卻需要很大的LP，并使其傳遞函數有一個右半相平面零點，容易造成閉環電路的不穩定。因此作為一般用途的開關電源，是較少人選用連續方式的。但作為彩電開關電源由于其輸入電壓變化范圍大，往往在電壓低端按不連續方式設計，但到了電壓的中高端，電路仍不可避免地進入連續方式，此時變換器對負載電流的突然變化（例如圖像亮度，音量突變等）響應慢，VO的瞬時變化ΔVO加大（約0.2～0.5V），直接影響行輸出級變壓器各繞組輸出電壓的改變，幸虧由于顯像管束電流量與陽極高壓等是同時加大（減小）的，束電流射到屏幕上會減弱陽極高壓的變化，如果調整合適就能消除因ΔVO所帶來的對圖像抖動的大部分影響，當然此時我們要注意把反饋環路中的誤差放大器帶寬調整得窄一些，以便讓此類變換器能穩定地工作。

    5）PWM控制方法

    在實際應用中，單管反激型變換器存在自激式和它激式兩種。自激式電路簡單，但穩壓性能較差，僅適用于小功率應用。在早年的14吋～21吋小屏幕的彩色電視機中不乏采用這種由全分立元器件組成的變換器。但目前它激式已廣泛流行，它是用外加控制含驅動級的IC來控制開關管工作，主要采用脈沖寬度調制（PWM）。但實現PWM的方法也有多樣，其中主要有：

    （1）直接由占空比控制

    如圖6所示。將控制電壓VC與一個固定頻率的鋸齒波電壓相比較后得出一個寬度可變的脈沖，由它來控制開關管的導通時間。

(a)  原 理 圖

(b)  比 較 器 輸 入

(c)  vg

圖6  直 接 占 空 比 控 制

    （2）電壓前饋控制

    它很類似于占空比控制，但有一點不同的是現在的鋸齒波電壓幅值VS是正比于輸入電壓Vi的，如圖7所示。

(a)  原 理 圖

(b)  比 較 器 輸 入

(c) vg

圖 7  Buck電 壓 前 饋 控 制

    （3）電流控制

    這是SMPS廣泛使用的技術。其控制電壓VC不再與一個獨立產生的鋸齒波電壓進行比較，而是把VC與一個和初級電流成比例的電壓作比較，形成一個第二內部控制環路。如圖8所示。

(a)  原 理 圖

(b)  時 鐘 脈 沖

(c)  比 較 器 輸 入

(d)  比 較 器 輸 出

(e)  vg

圖 8  Buck電 流 模 式 控 制

    （4）準諧振技術

    電流控制，但toff也稍作某些延遲以使開關管在最低的電應力下導通，這叫做電流型PWM加準諧振技術。這是目前最普遍使用的。