1  引言

    全橋移相ZVS變換器近年來得到廣泛注意。然而，這種控制方法有幾個明顯的缺點：

    1）由于存在環(huán)流，開關管的導通損耗大，輕載下效率較低,特別是在占空比較小時，損耗更嚴重；

    2）輸出整流二極管存在寄生振蕩；

    3）為了實現(xiàn)滯后橋臂的ZVS，必須在電路中串聯(lián)電感，這就減小了有效占空比，增大了原邊電流定額。

    為了解決這些問題，人們對全橋移相ZVZCS變換器進行了大量研究。其主要思路是超前橋臂實現(xiàn)ZVS，滯后橋臂實現(xiàn)ZCS。這樣在很大程度上解決了原先全橋移相ZVS變換器存在的一些問題。如環(huán)流在很大程度上減小乃至消除了；由于不需要外加電感，有效占空比減小等問題隨之就不存在了。實現(xiàn)滯后橋臂的ZCS，總的來講，可以分成有源和無源兩種方法。采用副邊有源鉗位的ZVZCS方法[1]增加了成本，并由于需要復雜的隔離驅(qū)動而降低了可靠性。無源的方法又有副邊無源鉗位[2]和原邊無源鉗位[3][4]，也可以原副邊的無源鉗位同時加上，這樣效果更好。

    但移相控制本身還有一個難以克服的缺點，即死區(qū)時間不好調(diào)整。當負載較重時，由于環(huán)流大，超前橋臂功率管上并聯(lián)的電容放電較快，因此實現(xiàn)零電壓導通比較容易，但當負載較輕時，超前橋臂功率管上并聯(lián)的電容放電很慢，超前橋臂的開關管必須延時很長時間后導通才能實現(xiàn)ZVS導通。專用的移相控制芯片如UC3875等很難調(diào)整這個死區(qū)時間。本文研究了一種稱為有限雙極性控制的控制方法，配合上面的ZVZCS PWM全橋拓撲，能實現(xiàn)超前和滯后橋臂全范圍的ZVZCS。

2  ZVZCS PWM全橋電路有限雙極性控制過程分析

    有限雙極性控制ZVZCS PWM全橋電路功率部分如圖1所示。Q1～Q4四個功率管（內(nèi)帶續(xù)流二極管）組成一個全橋電路。其中，Q1、Q2組成超前橋臂，兩端分別并聯(lián)有吸收電容C1、C2，用來實現(xiàn)Q1、Q2的ZVS。L1為高頻變壓器的漏感。Cb為隔直電容，用來實現(xiàn)滯后臂（由Q3、Q4組成）的ZCS。

圖1  ZVZCSPWM全橋電路示意圖

    在有限雙極性方法控制下，Q1～Q4的驅(qū)動時序見圖2。其中ug1、ug2為脈寬可調(diào)的定頻變寬脈沖；ug3、ug4為互補方波，頻率、脈寬固定。當然考慮到直通的問題，ug3、ug4不能同時為1，要錯開一個固定的死區(qū)時間。ug1、ug4的上升沿（表示Q1、Q4開始導通）一致，ug2、ug3的上升沿一致。uAB表示加在隔直電容及變壓器兩端的電壓。由于超前橋臂并聯(lián)電容的存在，變壓器端電壓在下降時不會突然到零，而是有個過渡過程，其時間取決于并聯(lián)電容的大小及負載電流等條件。ip為變壓器繞組電流。ucb為隔直電容Cb上的電壓，其幅值取決于Cb大小及其它條件，Cb越小，ucb幅值越大，ZCS實現(xiàn)得越好，但同時開關管電壓應力又增大，因此Cb不能太小，一般要讓ucb最大值小于直流輸入電壓的10％。

圖2  全橋電路有限雙極性控制時序及各變量響應圖

    電路工作過程分析如下：

    1）t0時刻Q1、Q4同時導通，變壓器原邊電流ip開始上升，流向是從Q1到L1、變壓器、Cb、Q4。功率從原邊流向副邊，同時隔直電容Cb上的電壓開始上升。為了簡化分析，暫不考慮變壓器的勵磁電流和副邊電流Io的波動，因此變壓器原邊電流ip(t)為

    ip(t)=Ipo=Io/n（1）

式中：n為變壓器原副邊匝比。

    當然，實際電路中由于副邊整流二極管的反向恢復過程，ip(t)上升沿有一個尖峰，見圖2。

    Cb兩端電壓ucb(t)為 

    ucb(t)=－ucbp(2)

式中：ucbp為電容Cb上最大電壓。

    2）在t1時刻Q1關斷，Q1的關斷是ZVS關斷，原邊電流ip通過C1（充電）、C2（放電）繼續(xù)按原方向流動。C2經(jīng)過一段時間的放電，在t12時刻C2上的電壓降到零，Q2上的反并聯(lián)二極管開始導通續(xù)流。此階段電容C2兩端電壓uc2(t)變化過程為

    uc2(t)=Ipot/(C1＋C2)（3）

    并有

    t12－t1=E(C1＋C2)/Ipo（4）

式中：E為直流輸入電壓。

    3）由于Cb上的電壓作用，在t2時刻環(huán)流衰減到零，原邊電流變化過程為

    ip(t)=Ipo－ucbpt/L1（5）

該狀態(tài)持續(xù)時間（即環(huán)流時間）為

     t2－t12=IpoL1/ucbp（6）

    此時ucb(t)達到最大值UCbp。由式（2）可近似得到

    t2－t0=2UCbpCb/Ipo（7）

    4）在t2～t23時刻，電容Cb上的能量通過變壓器漏感對Q2的輸出電容充電，由于時間常數(shù)很小，可認為該過程響應速度很快，諧振過程很快結(jié)束。穩(wěn)定時Q2兩端電壓保持為UCbp。

    5）t23時刻Q4關斷，顯然，由于此時Q4上電壓電流均為零，因此Q4是ZVZCS關斷。經(jīng)一個固定的死區(qū)時間后，在t3時刻，Q2、Q3同時導通，由于此時Q2兩端電壓為UCbp，由設計可保證UCbp<10％E，且環(huán)流已衰減到零，因此可近似認為Q2是ZVZCS導通。而Q3是硬開關導通，而且Q3導通時其兩端電壓大小約為直流輸入電壓大小。而在普通硬開關工作方式下Q3導通時其端電壓是直流輸入電壓的一半，因此ZVZCS控制模式下Q3導通時輸出電容上的能量損耗反而比普通硬開關狀態(tài)下大，這是這種方法最大的缺點。為了減輕該缺點所帶來的不利因素，Q3、Q4可選輸出電容較小的功率管如IGBT。

    6）在t3時刻之后電路工作過程和t0～t3時類似，這里就不詳細分析了。

3  全范圍實現(xiàn)ZVS和ZCS的約束條件

    由式（2）可以看到，在占空比一定時，隔直電容Cb越小，UCbp越大，由式（6）可看到，變壓器漏感越小、ucbp越大，則環(huán)流時間越短，因而ZCS實現(xiàn)得越充分。將式（7）代入式（6），并設t12－t0=DT/2（D為占空比，T為開關周期），則有

    t2－t12=4CbL1/DT（8）

    可見在電路參數(shù)固定的情況下，環(huán)流時間是一個固定值，不依賴于負載。實驗也表明，適當減小開關頻率，從而使DT變大，可使環(huán)流時間t2－t12減小，有利于ZCS的實現(xiàn)。

    由式（4）可看到C1、C2越大，超前橋臂由導通轉(zhuǎn)截止后，C2上電壓降到零的過渡時間越長，因而ZVS實現(xiàn)得越好。而且負載越輕（Ipo越小），過渡時間越長。而移相控制由于超前橋臂上下兩個開關管的導通基本是互補的，因此在輕載時很難實現(xiàn)開關管的ZVS導通。而相比之下，有限雙極性控制方法就顯出它的優(yōu)越性。如當Q1關斷后，Q2導通時刻由移相控制時的t12～t3時刻推后到了t3時刻，可以充分保證只有當Q2的續(xù)流二極管導通后才使Q2導通，從而保證全范圍的ZVS。實驗證明，在正確設計好電路參數(shù)后，超前橋臂的ZVS實現(xiàn)得相當好。

4  應用實例

    這種有限雙極性控制的ZVZCSPWM全橋變換器，已應用到一種3kW（48V/50A）通信電源模塊的設計當中。具體參數(shù)為：輸入220V/15A；輸出56.4V（最大）/53A（最大）；開關工作頻率60kHz；功率管為IRG4PC50W（高速型IGBT）；變壓器原副方匝數(shù)比為24/4；輸出濾波電感40μH；輸出濾波電容5000μF。由于沒有專用的芯片，因此采用UC3825＋CD4042合成所需要的邏輯。原理圖如圖3所示。

圖3  有限雙極性控制邏輯生成電路實例

    UC3825A是一種峰值電流型控制芯片，在控制環(huán)路中加入電流環(huán)后，電源具有響應速度快，保護迅速，源效應和負載效應好等優(yōu)點。模塊整機功率因數(shù)為0.99，效率90％，重約10kg。該產(chǎn)品已成功運行于某移動通信基站現(xiàn)場。

5  結(jié)語

    有限雙極性控制ZVZCSPWM全橋變換器，能實現(xiàn)全范圍的ZVS和ZCS開關，提高了電源的效率，減小了輸出紋波和電磁干擾。實踐證明了這種控制方法的可靠性。