射頻識別( RFID)技術在當今無線通信領域應用十分廣泛。相對于LF( 120~ 135 kH z)波段和HF( 13. 56MH z) 波段， UHF波段的RFID技術能夠在m 級距離上提供數百kb it/s的數據通信， 因而備受關注。目前成功商業應用的UHF 射頻識別系統閱讀器往往采用分立元件構造， 共同的缺點是體積大、功耗大。隨著CMOS工藝技術的發展進步，如果能夠提供基于CMOS工藝的單片閱讀器將極大的降低成本， 應用前景也將更為廣闊; 而且單片集成的閱讀器方案也符合當前多應用便攜式終端的發展趨勢， 為未來多應用整合提供可能。
本文設計的信道選擇濾波器用于UHF RFID閱讀器接收機模擬基帶部分， 接收機采用I/Q 兩支路正交的零中頻結構，圖1是接收機模擬基帶結構圖。
根據EPC global C1G2協議要求， UHF RF ID閱讀器接收的最高數據速率達到640 kb it/s，最大信號帶寬不超過1. 28MH z; 對于40 kbit/s的最低速率， 其信號帶寬小于250 kH z， 于是，接收基帶信道選擇濾波器的帶寬為0. 3~ 1. 3MH z范圍內可調。
圖1 信道選擇濾波器用于RFID模擬基帶
另外， 根據transmissiON mask的要求， 相鄰兩信道的功率差為40 dB。在本信道最小信號條件下，仍要保證本信道與相鄰信道同時保持通信， 這就要求信道選擇濾波器能夠克服臨道比本道高40 dB的干擾，于是在設計的時候要求信道選擇濾波器在兩倍頻處有大于45 dB的抑制。
根據UHF RFID接收機結構的特點， 在多讀寫器環境中， 接收機將面臨幅度較大的干擾信號，這就要求濾波器有能力處理大幅度的輸入信號， 即對其線性度要求較高。為了得到更高的線性度與更好的噪聲特性， 設計采用運算放大器- RC 結構濾波器模式。通過仿真， 決定采用六階Chebyshev低通濾波器結構來實現信道選擇濾波器的設計。
文章首先給出了六階Chebyshev低通濾波器設計過程; 然后給出Chebyshev低通濾波器的版圖以及濾波器和運放的仿真結果; 最后做出結論。
1 六階Chebyshev低通濾波器設計
1. 1 二階Chebyshev低通濾波節
圖2給出了其二階低通濾波節(B iquad)結構，其傳遞函數為:
盡管帶內的平坦特性不如Butterworth近似，但它具有更快的幅度衰減特點。
二階Chebyshev低通濾波節
圖2 二階Chebyshev低通濾波節
從圖2可以看到， 濾波器中的運算放大器接成了緩沖器形式， 是典型的雙端輸入、單端輸出的運算放大器。由于緩沖器的兩個輸入端均懸空，當輸入信號為差分形式時， 無法構成全差分緩沖器[ 7 ]。通常的解決方法是用兩個單端輸出的運算放大器去實現一個全差分結構的緩沖器，即一個運放作為正輸入端， 另一個運放作為負輸入端， 這就造成了器件數量的加倍， 輸入端的匹配也很難達到，所形成的全差分緩沖器的性能并不理想。如何形成全差分的緩沖器， 在運放的設計過程中需要著重考慮。
1. 2 運放的設計
運算放大器是運算放大器- RC 濾波器的核心部件。根據系統的設計要求， 運算放大器開環增益在70 dB以上， 增益帶寬積大于65 MH z， 相位裕度取在65b~ 70b左右， SR值應取大于12 V /L s。上文中提出緩沖器輸入端懸空的問題，采用全平衡差動放大器FBDDA( Fu lly BalancedD ifferentia lDifferenceAmplifier)可以方便的解決。
圖3給出了FBDDA的示意圖及按照負反饋方式構成的全差分緩沖器結構。FBDDA的輸入輸出關系可以表示為:
Ao 為理想狀態下運放的開環增益。當采用負反饋時可以得到如下的關系:
以上關系僅當Aoy ] 時才可以成立， 所以在設計運放時開環增益越大越好。
圖3 FBDDA 與全差分緩沖器
圖4所示為FBDDA。圖4( a)是一種兩級結構的運算放大器， 是FBDDA的核心電路， 圖4( b)與圖4( c)所示電路分別用來穩定運算放大器第一級輸出與第二級輸出的共模電平。運算放大器的第一級放大器由兩個差分對構成，使得電路具有四個輸入端。為了獲得良好的噪聲系數， 電路的輸入管為PMOS管(M9、M10、M11、M12 )， 負載管為NMOS 管(M15、M16 )。運算放大器的第二級為共源級結構，輸入管采用NMOS管(M14、M17 )， 負載管采用PMOS管(M6、M18 )。電路采用米勒補償電容(Cc )和調零電阻(Rc )以保證運放的閉環穩定性。經過計算可以得到全平衡差動電路的小信號增益如下式所示:
圖4 全差分差動放大器電路
其中gm 和ro 分別表示MOS管的跨導和輸出電阻。
為了提高運放的增益， 可以增大gm 和ro。經過計算放大器的等效輸入熱噪聲可表示為:
其中K為波耳茲曼常數( 1. 38 @10-23J/K)， T 為開爾文溫度。從上式可以看出，要減小整個運放的噪聲，輸入管應使用較大寬長比的PMOS管，負載管應使用較小寬長比的NMOS管。一般的共模反饋電路在設計時都是放在第二級的輸出端， 用來穩定運放的輸出電壓[ 8]。本文為了滿足在所有工藝角中運算放大器的性能， 在運放的第一級也添加了共模反饋電路，用來穩定第一級的輸出電平。本文設計的兩種不同結構的共模反饋電路如圖4( b)、4( c)所示。
1. 3 六階Chebyshev低通濾波器設計
圖5給出了采用FBDDA構造的二階Chebyshev低通濾波器結構，圖6給出了FBDDA構造的六階級聯Chebyshev低通濾波器結構(C2 和C3、C6 和C7、C10和C11間接參考電平1. 6 V)。
圖5 全差分二階低通切比雪夫濾波器。
圖6 全差分六階切比雪夫濾波器。
為了實現截止頻率的切換并防止由電阻電容誤差引起的頻偏， 使用MOS開關控制接入電路中電阻的大小，電容為固定的3pf。在電路中通過譯碼器利用數字信號控制開關的通斷， 實現了截止頻率在300 kH z~ 1. 3MH z中可調，表1為經過優化后信道選擇濾波器的電阻取值方案。
表1 經過優化后電阻取值表
2 版圖設計與仿真結果
本文的六階Chebyshev低通濾波器采用IBM 0.18 Lm工藝進行設計， 仿真。圖7是對濾波器的版圖， 面積1 600 Lm @400 Lm。
圖7 六階Chebyshev低通濾波器版圖
圖8為截止頻率設為900 kH z時濾波器的交流、噪聲及群時延特性。從圖8( a)中可以看到， 濾波器的- 3 dB帶寬在900 kHz左右， 帶內增益穩定在0 dB， 在1. 8MH z頻率處具有大于49 dB的幅度衰減， 滿足信道選擇濾波器的設計指標; 從圖8 ( b)可以看出， 濾波器在整個通帶內的群時延在1 L s左右， 變化量不超過0. 5 L s; 在圖8( c)中， 10 kH z頻率處的輸入噪聲電壓為44 nV /√ Hz， 1MHz頻率處的輸入噪聲電壓為80 nV / √H z， 通帶內等效噪聲系數為42 dB， 滿足了UHF RFID閱讀器系統的要求。
圖8 信道選擇濾波器的特性
圖9 是全平衡差動放大器開環情況的幅頻、相頻特性。從仿真的結果可以看出運放的增益為71 dB， GBW為96MH z， 外接2 pF電容負載時的相位裕度為72. 7b， 可以滿足閉環穩定工作的條件， 不會出現振蕩的情況。圖10 是全平衡差動放大器的噪聲特性，可以計算得到等效噪聲系數約為16 dB。
圖9 FBDDA 開環幅頻、相頻特性
圖10 FBDDA噪聲特性
表2總結了Chebyshev信道選擇低通濾波器在27 e 、TT 條件下相關性能的仿真結果。對其它工藝角及溫度的仿真結果也均達到系統的要求。
表2 信道選擇濾波器的相關性能仿真結果
3 結論
本文介紹了一種用在UHF RFID模擬基帶中的信道選擇濾波器， 詳細描述了它的工作原理和電路結構， 給出了具體的設計過程，獲得了比較理想的噪聲特性和線性度。