摘? 要： 設計了一種工作電壓為3.3V恒定跨導" title="跨導">跨導軌到軌" title="軌到軌">軌到軌CMOS運算放大器，針對軌到軌輸入級" title="輸入級">輸入級中存在的跨導不恒定問題，提出利用電流開關解決這一問題的方法；輸出級采用前饋AB類控制的rail-to-rail輸出和級聯密勒補償，保證了該運放有大的動態輸出范圍和較強的驅動負載能力以及好的頻率特性。
關鍵詞： 軌到軌；恒定跨導；電流開關；AB類輸出級
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隨著集成電路的快速發展，低壓低功耗的便攜式產品越來越受到人們的歡迎。但由于晶體管的閾值電壓并不隨著特征尺寸的減小而線性減小，所以在低電源電壓環境下，CMOS運算放大器的輸入輸出信號的動態范圍大大減小[1]。為了增大運放輸入輸出信號的動態范圍，最好能達到整個電源電壓范圍，軌到軌運放成為當今設計的熱點。
軌到軌運放中存在的主要問題是輸入級在整個共模" title="共模">共模輸入范圍內不恒定，這便使得單位增益帶寬發生很大的變化，給頻率補償帶來很大困難。目前控制跨導恒定的方法很多：(1)使用齊納二極管使P、N差分輸入對柵源電壓之和為常數[2]；(2)使尾電流的方根之和與n溝和p溝跨導成比例[3]；(3)利用偏置回路保持尾電流平方根之和的恒定[4-7]。第三種方法由于結構簡單被普遍采用，在文獻[5]、[6]中提出了用開關管控制輸入差分對" title="差分對">差分對尾電流的方法，但這種方法沒有很好地控制尾電流與共模輸入同步變化。本文提出了一種輸入級由新型開關管控制尾電流來恒定跨導、輸出級采用前饋AB類控制的放大器。Hspice仿真結果表明，輸入級跨導在整個共模輸入范圍內變化了約6%，不到文獻[5]中變化率15%的一半。
1 Rail-to-Rail輸入級的設計
1.1 基本的Rail-to-rai差分對
基本的軌到軌輸入級結構[2-7]如圖1所示。
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根據輸入共模電壓的不同，該軌到軌輸入級工作在三個區域。當共模輸入電平接近VDD時，只有NMOS差分輸入對工作；當輸入共模電平接近VSS時，只有PMOS 差分對工作；當共模輸入電平處于中間狀態時，PMOS和NMOS差分輸入對同時工作。
如果PMOS和NMOS差分對工作時都處于飽和狀態，則有：
只有PMOS差分對工作時，其跨導為：
式中：
μP為PMOS載流子遷移率；
??? Cox為單位面積的柵氧化層電容。
??? 只有NMOS 差分對工作時，其跨導為：
??? 
式中：
????μN為NMOS載流子遷移率。
????PMOS和NMOS同時工作時，跨導為：
??? 
????
??? 則從式(1)、(2)、(3)、(4)可以看出在整個共模輸入范圍內，輸入級的跨導變化了2倍，這使輸入級的單位增益帶寬發生很大變化，頻率補償變得困難[5]，跨導恒定控制電路對輸入級來說成為必要。
1.2 恒定跨導輸入級
本文利用偏置回路來保持輸入差分對管平方根之和恒定，基本思路是使式(1)、(2)中的電流Iref為式(3)中的4倍，因此引入了3倍電流鏡和電流開關，使共模輸入電平接近VSS或VDD時，3倍電流鏡工作。文獻[5]、[6]中也提出了類似的方法，通過給開關管加固定偏壓來控制輸入差分對管尾電流的變化。但存在一個問題，如果偏壓選取的不合適，則尾電流的變化不能和輸入電壓同步變化。本文提出了一種使輸入差分對管尾電流隨共模輸入電壓同步變化的方法，所設計的恒定跨導輸入級如圖2所示。
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恒定跨導控制電路由兩對開關管和兩對三倍電流鏡構成。圖2中MN5、MN6、MP5、MP6構成互補的輸入差分對，在設計時，參數滿足式（4）。MN11、MN12和MP11、MP12是兩對由共模輸入電壓控制的開關管，控制著PMOS和NMOS輸入差分對尾電流的變化。當共模輸入電平處于低電平時，PMOS輸入差分對MP5、MP6及開關管MP11、MP12導通，NMOS輸入差分對MN5、MN6及開關管MN11、MN12截止，尾電流被MP11、MP12經MN7、MN3引到MP8、MP7 組成的三倍電流鏡，則PMOS差分對管的尾電流變為原來的4倍；同理，在輸入共模電平較高時，PMOS差分對管截止，NMOS差分對導通，其尾電流也變為原來的4倍；當共模輸入電壓處于中間狀態時，PMOS和NMOS輸入差分對及兩對開關管都導通，三倍電流鏡對PMOS和NMOS差分對不貢獻尾電流。這樣保證了輸入級跨導在整個共模輸入范圍內幾乎不變。輸入級跨導仿真結果如圖3所示。
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2 輸出級
輸出級的主要目的是將來自輸入級的信號有效地傳遞給負載，同時為了使運算放大器在閉環情況下能穩定工作，進行必要的頻率補償。要達到軌到軌的輸出，最常用的輸出級電路是AB類輸出。綜合參考文獻[5]、[7]、[8]中的方法，本文所設計的輸出級電路如圖3所示。
對該運放的頻率補償，采用了級聯密勒補償方式[5]。其單位增益帶寬為：
式中，gmi表示輸入級的跨導，CM1、CM2為密勒補償電容。
可見，由于輸入級跨導恒定，使頻率補償變得容易。在進行補償過程中，可以根據所需單位增益帶寬和相位余量，使密勒補償電容盡量減小，本文設計中所選密勒補償電容為0.6PF，相位裕度為64°，單位增益帶寬為8.94MHz，達到了比較好的補償效果。
3 仿真結果與分析
3.1 輸入級跨導
圖4給出了共模輸入電壓直流掃描輸入級跨導的變化曲線。可以看出，曲線上有兩個跨導變化比較顯著的地方，這是因為當共模輸入電平處于中間狀態時，輸入差分對管存在由導通到弱導通，由弱導通到導通的過渡態，導致跨導增大所致。盡管跨導增大，但圖中顯示跨導最大的變化僅僅為6%。
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3.2 放大器指標
在0.6μm工藝下用HSPICE，采用全典型模型，在溫度為25℃、電源電壓為3.3V單電源供電，負載電阻為10kΩ、電容為10pF時對本文所設計放大器各個指標進行了仿真。仿真結果如圖5、圖6及表1所示。
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本文設計了一種軌到軌運算放大器。并針對軌到軌輸入級中跨導不恒定的問題提出了一種利用電流開關來恒定跨導的方法。仿真結果表明，該運算放大器基本達到了輸入輸出的軌到軌，輸入級的跨導在整個共模輸入范圍內僅變化了6%，運放各個指標性能良好，適合于低壓低功耗的系統。
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參考文獻
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