在低壓大電流變換器中倍流同步整流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)已經(jīng)被廣泛采用。就其工作原理進(jìn)行了詳細(xì)的分析說明，并給出了相應(yīng)的實(shí)驗(yàn)和實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

關(guān)鍵詞：倍流整流；同步整流；直流/直流變換器；拓?fù)?/p>

0    引言

    隨著微處理器和數(shù)字信號(hào)處理器的不斷發(fā)展，對(duì)芯片的供電電源的要求越來越高了。不論是功率密度、效率和動(dòng)態(tài)響應(yīng)等方面都有了新要求，特別是要求輸出電壓越來越低，電流卻越來越大。輸出電壓會(huì)從過去的3.3V降低到1.1～1.8V之間，甚至更低[1]。從電源的角度來看，微處理器和數(shù)字信號(hào)處理器等都是電源的負(fù)載，而且它們都是動(dòng)態(tài)的負(fù)載，這就意味著負(fù)載電流會(huì)在瞬間變化很大，從過去的13A/μs到將來的30A/μs～50A/μs[2]。這就要求有能夠輸出電壓低、電流大、動(dòng)態(tài)響應(yīng)好的變換器拓?fù)洹６鴮?duì)稱半橋加倍流同步整流結(jié)構(gòu)的DC/DC變換器是最能夠滿足上面的要求的[3]。

    本文對(duì)這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的變換器的工作原理作出了詳細(xì)的分析說明，實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了它的合理性。

1    主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

    主電路拓?fù)淙鐖D1中所示。由圖1可以看出，輸入級(jí)的拓?fù)錇榘霕螂娐罚敵黾?jí)是倍流整流加同步整流結(jié)構(gòu)。由于要求電路輸出低壓大電流，則倍流同步整流結(jié)構(gòu)是最合適的，這是因?yàn)椋?/p>

圖1    主電路拓?fù)?/p>

    1）變壓器副邊只需一個(gè)繞組，與中間抽頭結(jié)構(gòu)相比較，它的副邊繞組數(shù)只有中間抽頭結(jié)構(gòu)的一半，所以損耗在副邊的功率相對(duì)較小；

    2）輸出有兩個(gè)濾波電感，兩個(gè)濾波電感上的電流相加后得到輸出負(fù)載電流，而這兩個(gè)電感上的電流紋波有相互抵消的作用，所以，最終得到了很小的輸出電流紋波；

    3）流過每個(gè)濾波電感的平均電流只有輸出電流的一半，與中間抽頭結(jié)構(gòu)相比較，在輸出濾波電感上的損耗明顯減小了；

    4）較少的大電流連接線（high current inter-connection），在倍流整流拓?fù)渲校母边叴箅娏鬟B接線只有2路，而在中間抽頭的拓?fù)渲杏?路；

    5）動(dòng)態(tài)響應(yīng)很好。

    它唯一的缺點(diǎn)就是需要兩個(gè)輸出濾波電感，在體積上相對(duì)要大些。但是，有一種叫集成磁（integrated magnetic）的方法，可以將它的兩個(gè)輸出濾波電感和變壓器都集成到同一個(gè)磁芯內(nèi)，這樣可以大大地減小變換器的體積。

2    電路基本工作原理

    電路在一個(gè)周期內(nèi)可分為4個(gè)不同的工作模式，如圖2所示，理想的波形圖如圖3所示。

(a)    模式1[t0－t1]

(b)    模式2[t1－t2]

(c)    模式3[t2－t3]

(d)    模式4[t3－t4]

圖2    工作模式圖

圖3    工作波形圖

    模式1[t0－t1]    在t=t0時(shí)刻，開關(guān)管S1導(dǎo)通，變壓器原邊兩端的電壓為正，且有Vp=Vin/2；而開關(guān)管S2一直都處于關(guān)斷狀態(tài)，由于S1的導(dǎo)通，S2的漏源極電壓（Vds2）被鉗位到輸入電壓，即Vds2=Vin。變壓器副邊電壓Vsec為高電平，同步開關(guān)管SR1的門極也是高電平，SR1導(dǎo)通。此時(shí)，負(fù)載的電流等于兩個(gè)輸出電感電流之和，且全部流經(jīng)SR1。在這個(gè)模式下，濾波電感Lo1上的電流是增大的，而電感Lo2上的電流是減小的，它們的電流紋波有相互抵消的作用，所以，負(fù)載電流Io的紋波是很小的。

    模式2[t1－t2]    在t=t1時(shí)刻，S1關(guān)斷。由于變壓器漏感Lk的存在，電流要繼續(xù)維持原來的方向，所以，如圖3(b)中所示，此時(shí)在變壓器原邊存在兩個(gè)回路，一個(gè)是由C1，Coss1，Lk構(gòu)成，對(duì)S1的輸出結(jié)電容Coss1充電；另一個(gè)是由C2，Coss2，Lk構(gòu)成，對(duì)S2的輸出結(jié)電容Coss2進(jìn)行放電。最后S1及S2的漏源極電壓都被鉗位在輸入電壓的一半，即Vds2=Vds2=Vin/2。同時(shí)，變壓器原邊的電壓此時(shí)為零，副邊也是零，此時(shí)，SR1及SR2都處于導(dǎo)通狀態(tài)，分別對(duì)兩個(gè)輸出電感上的電流進(jìn)行續(xù)流。且兩個(gè)電感上的電流都是減小的，所以，最后得到的輸出負(fù)載電流（ILo1＋I(xiàn)Lo2）是減小的。

    模式3[t2－t3]    在t=t2時(shí)刻，S2導(dǎo)通。S1處于關(guān)斷狀態(tài)，其兩端電壓也被鉗位到輸入電壓，即Vds1=Vin。由圖2(c)中可以看出，變壓器原邊的電壓為負(fù)，且等于輸入電壓的一半，即Vp=－Vin/2。相對(duì)應(yīng)的同步管SR2導(dǎo)通，所有的負(fù)載電流都會(huì)流經(jīng)SR2。且輸出電感電流ILo2是增大的，ILo1是減小的。但最終得到的負(fù)載紋波電流是增大的。

    模式4[t3－t4]    在t=t3時(shí)刻，S2關(guān)斷。在這個(gè)工作模式下，原邊的工作原理同圖2(b)正好相反。這時(shí)，S1及S2都處于關(guān)斷狀態(tài)。存儲(chǔ)在變壓器原邊漏感中的能量對(duì)S1及S2輸出結(jié)電容進(jìn)行充放電。其中對(duì)Coss1是放電，而對(duì)Coss2進(jìn)行充電。變壓器原副邊的電壓都為零，副邊的兩個(gè)同步整流管都被觸發(fā)導(dǎo)通。兩個(gè)輸出電感上的電流都在不斷地減小，所以，總的負(fù)載電流是減小的。

    在模式4[t3－t4]后，接著就進(jìn)入下一個(gè)周期。

3    實(shí)驗(yàn)及結(jié)果

    在前面分析的拓?fù)浠A(chǔ)上，完成了一個(gè)輸入為DC 36V，輸出為1V/25A的DC/DC變換器。這個(gè)電路中所用到的參數(shù)見表1所列，其中所有的參數(shù)和圖1的主電路中所標(biāo)注的是相對(duì)應(yīng)的。

表1    實(shí)驗(yàn)參數(shù)

    圖4所示的是原邊兩個(gè)主管和副邊同步管的門極驅(qū)動(dòng)波形。通道R2表示S1的驅(qū)動(dòng)波形；通道R1表示S2的驅(qū)動(dòng)波形；通道1是同步管SR2的驅(qū)動(dòng)波形；通道2是同步管SR1的驅(qū)動(dòng)波形。由表1可以看到，變壓器漏感Lk=600nH。所以，在電流較小的時(shí)候，存儲(chǔ)在漏感中的能量不是很大，因而開關(guān)管在關(guān)斷后的漏感和開關(guān)管輸出結(jié)電容間的振蕩不是很大，圖5所示的是在負(fù)載電流Io=5A時(shí)的S2漏源極vds2的波形。

圖4    門極驅(qū)動(dòng)波形

圖5    vds2波形（Io=5A）

    當(dāng)變換器以滿載Io=25A輸出時(shí)，變壓器原邊的振蕩就明顯地增大。這是因?yàn)椋?dāng)輸出電流增大的時(shí)候，反映到原邊的電流也會(huì)增大，所以，這個(gè)時(shí)候存儲(chǔ)在變壓器漏感中的磁能就會(huì)增大，在toff期間內(nèi)振蕩的時(shí)間較長(zhǎng)，幅值也較大，如圖6所示。在大電流的拓?fù)渲校@種振蕩的損耗也是不可忽略的。圖7給出了變換器的效率曲線圖，最大值出現(xiàn)在Io=15A時(shí)。

圖6    vds2波形(Io=25A)

圖7    效率曲線圖

4    結(jié)語

    對(duì)適于低壓大電流的整流拓?fù)洌ū读髡鳎秸鳎┑墓ぷ髟碜髁嗽敿?xì)的說明，并在分析的基礎(chǔ)上，給出了相應(yīng)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。證明了這種整流拓?fù)湓诘蛪捍箅娏鱀C/DC變換器中的合理性。隨著對(duì)電源性能要求的提高，這種整流拓?fù)鋵?huì)越來越廣泛地被采用。但應(yīng)該指出的是，變壓器的漏感應(yīng)該盡量地減小，以減少原邊振蕩。