盡管在模擬量采集系統中，對ADC芯片等的供電一般建議最好不用開關電源，以避免其固有的紋波大、噪聲等問題，但開關電源仍以其高效率、低價格等優點得到廣泛應用，尤其是在工業控制等領域。本文介紹開關電源在模擬量采集系統中的應用，并對可能出現的一些問題進行分析。
開關電源對ADC芯片工作的影響及解決方法
電源對ADC芯片的影響，除了體現在電源抑制比（PSRR）參數上，還表現在，當ADC芯片對輸入的模擬信號進行采樣、保持、轉換時，電源電壓、參考地的變化，都會對ADC芯片內部采樣電路、比較器等的工作產生影響，使得采集結果出現晃動。因此，一般ADC芯片特別是高精度ADC芯片，都建議最好用質量好的線性電源供電。如果采用開關電源，則需要盡力避免它對ADC芯片產生影響。
圖1是一個典型的應用，其中模擬采樣用的信號調理電路、ADC和現場模擬信號不隔離，ADC芯片和CPU電源相互隔離。CPU采用控制系統內部電源。而ADC的+5V電源是由+24V電源經過+24V到+5V電源變換而來的。圖中左側部分是典型的串聯、降壓非隔離型DC-DC變換器的原理框圖。設計中，可以根據開關管的開關頻率、+5V消耗電流、要求的輸出紋波最大值，計算出電感L1、電容C1的合適大小。
為了分析出開關電源對ADC芯片的影響，這里假設信號調理電路及ADC芯片正常運行的耗電是25mA/+5V，對于光耦部分，如果采用6N136、TLP521等三極管輸出型的光耦，則當CPU不啟動ADC工作時，光耦全不導通，耗電小于1mA；當CPU啟動ADC工作時，將有數據輸出Dout、數據準備好Ready等信號經過光耦，光耦處于導通狀態，為了達到比較高的通訊速率，光耦總耗電需要25mA/+5V左右。這樣，+5V負載電流將在25～50mA之間來回變動。正常開關電源設計的輸出電流應該2倍于最大負載電流，這里設為100mA，下面將要說明負載電流的變化將極大影響+5V，從而影響ADC采樣穩定性。
開關電源的工作原理是，平時Q1的周期性開關動作，再經過L1、C1，得到所需要的輸出；而當輸出+5V電壓發生上升/下降超過一定限度（如幾十毫伏），經過采樣、反饋后，開關控制電路控制Q1的開關，使得輸出電壓向+5V回歸。在+5V負載比較恒定的情況下，輸出+5V的最大紋波，可以根據采樣反饋電路工作原理（比如MC34063是通過比較器和鎖存器來控制Q1的開關）、開關頻率等計算出來。
但如果是圖1中帶光耦的情況，開關電源的輸出不僅供給相對恒定的負載（如信號調理電路、ADC芯片），而且還要供給光耦等數字部分電路，有可能發生最壞的情況是，當開關管Q1正處于上述穩定工作中的關斷時刻，光耦突然被ADC導通，此時L1、C1將要提供50mA的負載電流，而平時穩定工作中L1只提供25mA的電流，剩下電流只能從電容C1中獲取，使得C1上的電壓即+5V電平下降比較大。這將持續半個開關周期，直到開關管Q1打開。如果開關電源的開關頻率是100KHz，而ADC芯片數據Dout的通訊頻率也是100KHz左右，將引起輸出+5V電壓頻繁波動，造成更大的輸出紋波。在示波器上甚至能看到噪聲反饋在+24V輸入上。
上面只是理論分析的最壞情況，實際應用中，濾波電容等器件的非理想性、PCB布線等等，將使得電源紋波更大，ADC采樣結果不穩定。有的微功率型隔離DC/DC，或者如電荷泵器件，只有開關管的周期性開關動作，而沒有上述采樣、反饋電路，輸出更容易受到負載不穩定的影響，使得ADC采樣結果更不穩定。


圖1：開關電源在模擬量采集系統中的典型應用圖

比較好的解決辦法
1. 設法降低開關電源的負載變化，因為雖然目前開關電源的工作頻率已到幾百kHz以上，但開關電源的負載響應時間仍至少要幾個μs，低于目前大多ADC采樣的速度。比如采用光耦6N137就比6N136好，因為6N137只是靜態電流比較大，而它需要的二極管導通電流小，使得電源的負載變化不會很大。或者不把模擬+5V電源接到小功率的開關電源輸出上，而接到其它功率比較大的開關電源輸出上，避免開關電源輸出受到負載變動的影響。同樣一個值得注意的問題是，不要使用ADC芯片的Ready、Dout、Din等引腳直接驅動光耦，最好通過光耦驅動電路，使得模擬和數字電源得到很好地相互隔離，避免在光耦開關時，有大的電流越過ADC芯片。
2. 開關電源后加LDO等輸出電壓紋波小的器件，再供給信號調理電路、ADC芯片，保證模擬電路電源的穩定。
3. 如果在開關電源后加LC濾波，將LC濾波后的電源供給數字部分，此時應該針對不同的負載電流大小，選擇相應的L、C數值，必要的時候，要通過一定的計算、仿真及試驗來加以確定。電感、電容不能過大，否則難以響應負載（光耦開/關）的變化。建議開關電源輸出直接供給數字部分；同時經過LC濾波或者RC濾波，再供給信號調理電路、ADC芯片。在采用LC濾波時，還需要注意LC的諧振頻率要遠遠偏離開關電源工作頻率。比如濾波RC電路的電阻R可以取10Ω左右，電容取10μF左右。
4. 其它常規的方法也特別重要，如信號調理電路、ADC芯片的電源和地，要同光耦等數字部分的電源和地分開走線，最后單點連接。或者兩者采用兩個DC/DC電路分別給ADC芯片等模擬電路和光耦等數字電路供電。原因和上文分析一樣，也是為了更好的避免數字、模擬之間電源的相互干擾。
開關電源對運算放大器的影響及解決方法
一般模擬量信號進入ADC芯片之前，要利用運算放大器進行信號調理，以提供必要的電平變換、濾波、ADC芯片驅動等等。運算放大器與ADC相接口時，容易受到電源的影響，從而也影響ADC芯片采集的穩定。圖2是運算放大器與ADC的典型接口圖。



圖2：運算放大器與ADC的典型接口圖

大多ADC芯片內部的模擬輸入端都具有一個采樣電容Cin，電阻R1對運放輸出限流，數倍于采樣電容的陶瓷電容C1使得開關SW合上的瞬間，通過C1迅速給采樣電容Cin充電。R1、C1的具體數值，與運放的穩定性、建立時間、ADC采樣時間、需要的采樣精度有關。
這里要指出的是，在上述過程中，運放的電源也會起很大的作用。在運放對電容充電期間，瞬間需要較大的電流，而開關電源的負載響應時間不夠，將造成比較大的電源紋波，影響運放的輸出。比如采用C1=10Cin=250pF，則當SW從別的通道（假設為-5V）切到AI0通道（假設+5V）時，Cin從-5V切換到C1上的電壓+5V，C1迅速給Cin充電，最終電壓為（5V×10-5V）/11＝4.09V，運放輸出要從5V變到4.09V，R1太小容易帶來運放輸出穩定性問題，同時也會對運放輸出電流帶來沖擊，影響電源電壓。
特別是在采用電荷泵給運放-VCC提供小的負電源時，電荷泵輸出電壓隨負載增大而降低的特性使得效果更加明顯。比較發現，運放采用直流線性穩壓電源時，12位的ADC采集結果很穩定，結果變動可達1LSB以下；相比之下，采用電荷泵器件時，如果電荷泵輸出沒有大的濾波，ADC采集結果晃動可達3LSB。如果增大R1為100Ω時，C1=10Cin，不考慮運放輸出電阻時，需要運放輸出電流的最大值為（5－4.09）V/100Ω＝9.1mA），小于一般運放的最大輸出電流。但R1太大，將明顯降低ADC所能采集到的信號頻率，在ADC對該通道“跟蹤”期間，運放無法完成對C1和Cin充電，使得該次采樣與運放輸入端電壓相差較大，會造成諧波失真。
解決辦法除了前文描述的以外，同時還可以采用以下方法：
1. 運放的正負電源對地除并接一個10～22μF大電容以減少電源紋波外，再并接一個0.1～1μF的小陶瓷電容，以通過0.1～1μF高頻去耦電容的作用，避免負載電容的瞬間充電對電源的影響。效果類似于數字芯片電源和地之間加的去耦電容。
2. 增大圖2中ADC前端電阻R1，減小運放的輸出電流，能起到一定的濾波作用。當然R1大的話，將衰減通過運放的信號。
開關電源對參考源的影響及解決方法
有的ADC芯片要外部提供參考源，這時外部參考源的供電，也需要參照前文所述的處理方法，采取在輸入端加濾波等措施。同時注意，對連續逼近（SAR）型ADC芯片，如TLC2543芯片，采樣、保持后的內部每次電壓轉換，都需要將采集電壓和參考源的1/2、1/4、1/8等組合相比較，以確定相應n位ADC結果的第（n-1）位、第（n-2）位等，參考源的分壓是通過電容實現的。
這樣，對應轉換每位均需要將參考源VREF通過開關接到相應分壓電容上，對參考源而言，將看到一個變化的容性負載，從而產生了上文所說的問題。如果ADC芯片內部沒有參考源緩沖電路，而外部參考源的容性負載能力又不夠時，需要在外部參考源輸出端，串一個緩沖器，再通過一個RC電路接到ADC芯片的參考源輸入端。其它處理方法，同上文所述，如在外部參考源的電源端，并接一個10～22μF大電容和一個0.1～1μF的小陶瓷電容等。
本文小結
本文雖然針對SAR型ADC進行分析、處理，但其應用原理，對各種ADC都有參考價值。仔細分析各個環節的工作原理，采取一定的對策，就能在模擬量采集系統中，使用廉價的開關電源，而又獲得極佳的采集性能。