本文提出一種控制策略——正弦脈沖脈位調制混合控制策略。此種控制方法不再依賴現有的PWM模擬芯片而采用數字控制，通過對輸出電壓與電流進行過零比較與邏輯組合，得到周波變換器開關脈沖，方法簡單，易于實現?；旌峡刂凭褪侵懿ㄗ儞Q器開關管的驅動脈沖為低頻脈沖和高頻脈沖的混合，逆變器能量可以雙向流動。在保留現有控制策略的優點的基礎上，可以極大地減小周波變換器的控制難度，并減少其開關損耗，提高逆變器的變換效率與穩定性。
圖1為全橋高頻鏈逆變器的電路拓撲結構，直流輸入經逆變電路、高頻變壓器和周波變換器輸出交流到負載[5]。高頻變壓器傳遞的是正弦脈沖脈位調制波，由于全橋電路的能量可以雙向流動，因此整個能量傳遞可以分為兩個過程，定義為：①能量正向傳遞階段(從直流到交流);②能量回饋階段(從交流到直流)。
圖1 全橋式高頻鏈逆變器主電路
在能量正向傳遞階段，S1、S2和S3、S4分別進行高頻斬波，而S5、S6的開關頻率跟隨負載為低頻，且當輸出電壓U0為正時，使S5常通，當輸出電壓U0為負時，使S6常通，這樣分別使Uin、S1、S3、L1、L2、S5、Vd6、C0和ZL組成一組Flyback變換器，實現直流電源向負載傳遞能量，使負載得到交流正半周波形;使Uin、S2、S4、L1、L2、S6、Vd5、C0和ZL組成另一組Flyback變換器，實現直流電源向負載傳遞能量，使負載得到交流負半周波形。當能量回饋時，Uin、L1、L2、S5、S6、Vd1、Vd2、Vd3、Vd4、C0和ZL分別組成兩組Flyback變換器。無論負載為感性還是容性，S5仍然在輸出電壓C0為正時保持常通，此時當輸出電流I0與輸出電壓U0反相時，S6高頻斬波，實現能量回饋;而S6仍然在輸出電壓U0為負時保持常通，此時當輸出電流I0與輸出電壓U0反相時，S5高頻斬波，實現能量回饋。
可以看出全橋高頻鏈逆變器在接感性與容性負載實現能量回饋的時候，周波變換器才和一次側的高頻逆變橋的驅動脈沖同步，為高頻工作。因此周波變換器的驅動邏輯與輸出電壓與電流的極性有關[6]。具體的控制波形如圖2所示。
圖2 主電路控制波形
3 控制回路設計
全橋電流源高頻鏈逆變電路采用電壓瞬時反饋的SPWM控制方案，控制方案如圖3所示。其中電壓給定為Uref，電壓調節器的輸出為Ur，電壓調節器的反向值為Um，它們分別與同一個載波Ut進行比較，產生UGS1、UGS3和UGS2、UGS4來分別驅動高頻逆變橋的開關管S1、S3、和S2、S4[7]。而UGS5與UGS6為產生的高頻同步信號，SP為輸出電壓 經過過零比較后得到的邏輯信號，SF為能量回饋邏輯信號。根據對輸出電壓與電流進行過零比較來判斷得到的邏輯信號SP與SF，與高頻同步信號UGS5、UGS6進行邏輯組合后，就可以得到周波變換器的具有雙向能量流動特性的驅動信號。其邏輯組合式如1式所示。
(1)
其中
圖3 高頻鏈逆變器控制框圖