1 概述

　　為了減小對交流電網的諧波污染，國內外都制訂了限制電流諧波的有關標準（如IEC1000-3-2）。因此，要求交流輸入電源必須采取措施降低電流諧波含量，提高功率因數" title="功率因數">功率因數。目前廣泛采用的有源功率因數校正方法有兩種，即兩級PFC和單級PFC。兩級PFC方案[1]如圖1所示，將PFC級輸出端與DC/DC變換器" title="變換器">變換器相串聯，兩級控制電路相互獨立。

AC/DC" title="AC/DC">AC/DC變換器的拓撲綜述" onclick="get_larger(this)" src="http://files.chinaaet.com/images/20100914/292efe8d-ed54-40bd-82c1-481764e9bf8c.jpg" />

　　PFC級使輸入電流跟隨輸入電壓，使輸入電流正弦化，提高功率因數，減少諧波含量。后接的DC/DC級實現輸出電壓的快速調節。由于采用兩級結構，電路復雜，裝置費用高，效率低。在小功率應用場合，兩級PFC很不適用。因此，研究單級PFC及變換技術成為電力電子領域中的一項重要課題。

　　單級PFC[2][3]將PFC級和DC/DC級組合在一起共用一個開關管和一套控制電路，同時實現對輸入電流的整形和對輸出電壓的調節。它與兩級方案不同的是，控制電路只調節輸出電壓，保證輸出電壓的穩定，在穩態時，占空比恒定，因此，要求PFC級的電流能自動跟隨輸入電壓，雖然，單級PFC變換器的輸入電流不是正弦波，PF值不如兩級方案高，但由于IEC1000-3-2只對電流諧波含量有要求，對PF值沒有嚴格的要求，單級PFC變換器的輸入電流諧波足以滿足IEC1000-3-2。而且由于采用單級結構，電路簡單，成本低，功率密度高。

　　因此，單級PFC變換器在小功率場合得到了廣泛的應用。本文主要對單級PFC的拓撲進行了分析，指出了存在的問題，介紹了幾種改進的拓撲結構以解決這些問題。

　　2 單級隔離式Boost PFC電路的分析及存在的問題

　　典型的單級隔離式BoostPFC電路如圖2所示，該拓撲是由升壓型PFC級和正激式DC/DC變換器組合而成。有源開關S為共享開關，CB為緩沖電容。通過控制S的通斷，電路同時實現對輸入電流的整形和對輸出電壓的調節。

　　眾所周知，電流斷續模式（DCM）的Boost變換器，在固定占空比下電流自動跟隨輸入電壓，因此，PFC級工作在DCM下可以得到較高的功率因數。但是，輸入和輸出電感電流的峰值較高，增加了有源開關的電流應力和開關損耗；變換器的效率低；另外電路需要一個更大的EMI濾波器。如果要求減小開關器件的電壓、電流應力，那就需要PFC級工作在電流連續模式（CCM）下，同時可以提高整個變換器的效率并減小EMI。如在圖2的a和b之間加一電感L1，可以使PFC級工作在CCM下。對于DC/DC變換器而言，為了提高變換器的效率，一般工作在CCM下，因此，占空比不隨負載變化。當負載變輕時，輸出功率減小，而PFC級輸入功率同重載時一樣，則充入儲能電容" title="儲能電容">儲能電容的容量大于從儲能電容抽走的能量，導致儲能電容電壓上升。為了保持輸出電壓一致，電壓反饋環調節輸出電壓，使占空比減小，輸入能量也相應減小，這個動態過程要到輸入和輸出功率平衡后才停止。負載減小帶來的后果是直流總線電壓明顯上升，也就是電容電壓明顯上升，甚至達到上千伏。

　　降低電容電壓通常有兩種方法：一種方法就是采用變頻控制[4]，可以使電容電壓低于450V，但是頻率變化范圍可能高達十倍，不利于磁性元件的優化設計；另一種就是采用變壓器繞組實現負反饋。如果PFC級和DC/DC變換器都工作在CCM下，輸出功率減小時，雖然占空比不變，但輸入功率也會相應減小，抑制了儲能電容電壓的增加，它的效率是最高的，PF值有所降低，但是，很難找到一種拓撲完全工作在CCM下，設計上也相對復雜。串聯單級PFC變換器的功率流圖如圖3所示，從圖中可以看出，功率由輸入傳送到輸出，經過了兩次變換，效率低。

　　因此，單級PFC變換器的主要問題是，在使輸入電流諧波滿足IEC1000-3-2和快速調節輸出電壓的同時，降低電容電壓和提高效率；另外單級PFC變換器工作在硬開關狀態時，開關器件承受的電壓、電流應力高，因此，開關損耗很大。所以，人們提出了用變壓器繞組實現負反饋，用軟開關技術以及并聯PFC等方法來降低電容電壓，開關損耗和提高效率。下面介紹幾種改進的拓撲以解決這些問題。

　　3 幾種改進的拓撲介紹

　　3.1 單級并聯PFC變換器[1][6][7]

　　如前所述，無論是單級還是兩級結構，串聯式拓撲結構的效率都較低。為了提高變換器的效率，人們提出了并聯PFC方法。其基本思路如下：假設PF=1，PFC輸入功率與輸出功率關系如圖4所

　　示，平均輸入功率Pin的68％（P1）經過一次功率變換到達負載，32％的剩余功率（P2）為輸入與輸出功率在半個電網周期內的差，經過兩次功率變換到達負載[1]。圖5為該方法的功率流圖，P2經過兩次功率變換到達輸出，其余部分P1經過一次功率變換達到輸出，從而提高了電路效率，并且高于兩級和串聯單級變換器。

　　典型的單級BoostPPFC變換器[1]如圖6所示，電路在原帶隔離變壓器Boost拓撲結構中加入了D1，S5及Cb。電路工作時，當檢測到輸入功率（Pin）小于輸出功率（P0）時，S5開通，Cb中的能量釋放到輸出，這部分能量為P2。當輸入功率（Pin）大于輸出功率（P0）時，S5關斷，通過控制S1～S4使多出的能量存入Cb。因此，電路的控制要實現三個功能，即輸入電流控制，輸出電壓控制和電容電壓控制。這種PPFC變換器的主要優點是效率高。由于這三個被控量之間存在耦合關系，所以，控制電路復雜，控制器設計困難；另外，開關管數目多，成本較高，這些都是該變換器的主要缺點。因此，它適用于較大功率場合而不適用于小功率場合。于是文獻[6]提出了一種單級反激PPFC變換器，如圖7所示。T1，S，D3，Cf，RL構成電路的主支路，T2及D2組成電路的輔助支路。儲能電容CB通過D1充電到輸入電壓的峰值電壓作為輔助支路的輸入電壓。由于兩個并聯反激支路同時工作，使用二極管D2和D3來防止這兩個支路之間產生循環電流。該變換器由輸入電壓Vin和儲能電容CB同時給負載提供能量。盡管輸入電壓Vin給負載提供大部分能量。但是，當輸入電壓很小時，負載的能量主要由儲能電容CB提供。兩個變壓器可以在DCM或CCM下工作。對于小功率應用，為了提高效率，兩個變壓器都工作在DCM下。主支路與輔助支路之間的功率分配決定輸入電流的諧波含量，而變壓器T1及T2的電感值決定功率分配。所以，通過正確的設計變壓器T1及T2的電感值可以使輸入電流的諧波含量滿足IEC1000-3-2的要求。該變換器僅用一個有源開關和一個控制環就可快速地調節輸出電壓。

　　它的主要優點是結構簡單、效率高、儲能電容電壓被箝位，電壓值的大小等于輸入電壓的峰值，對功率開關管沒有產生附加的電壓應力。另外，在S開通時，由T1直接傳遞大部分能量到負載，降低了開關管的電流應力，提高了變換器的效率。它的主要缺點是元件數目多，成本較高。

　　3.2 用變壓器繞組實現負反饋的單級PFC變換器

　　用變壓器繞組實現負反饋的單級PFC變換器[8]如圖8所示。N1為變壓器耦合的繞組。

　　用變壓器繞組N1實現負反饋來抑制電容電壓Vc。當S開通時，Vc加在變壓器的初級繞組Np，因此，繞組N1上的電壓同Vc成正比。只有當輸入整流后的電壓大于N1上的電壓時，電感LB上才有電流；S關斷時，LB上的能量經過D1釋放到CB。負載變化引起Vc變化，加在LB上的電壓立刻變化，從而改變了輸入電流和輸入功率，有效地抑制了Vc的增長。但N1的加入降低了功率因數，增加了電流諧波含量。

　　在圖8的A和B之間再增加一個繞組N2[3][7]，如圖9所示。加繞組N2之后，在S關斷時，加在電感LB上的反向電壓為Vc和N2上的電壓之和減去輸入電壓，減小了輸入功率，從而進一步降低了Vc，同時，也提高了功率因數。N2的選取應該滿足N1＋N2

　　如果要求更低限度地減小開關器件的電壓、電流應力，那么在圖8和圖9中的二極管D2和繞組N1之間加入電感Lr，使輸入電流工作在CCM下。Lr可以利用變壓器漏感，也可以另外加一個電感[3]。

　　3.3 帶低頻輔助開關的單級PFC變換器[9]

　　用變壓器附加繞組實現負反饋降低了電容電壓，提高了效率。但同時降低了功率因數，增加了電流諧波含量。文獻[9]針對這一不足提出了一種帶低頻輔助開關的單級PFC變換器，不僅有效地抑制了電容電壓，提高了效率，同時還提高了功率因數，減少了電流諧波含量。

　　帶低頻輔助開關的CCM單級PFC變換器如圖10所示，S為主開關，Sr為輔助開關。

　　輔助開關Sr的驅動波形如圖11所示，當輸入電壓在零附近時，輔助開關Sr導通，使附加繞組N1短路，從而改善了輸入電流的波形，減少了輸入電流的諧波含量，提高了功率因數。

　　當輸入電壓大于某一值時，輔助開關管Sr關斷；其余的工作情況與圖8和圖9相似。輔助開關Sr在輸入電壓很小時才導通工作，其余時間不工作。因此，流過Sr的電流很小，Sr的功率損耗很小。由圖11知，輔助開關的工作頻率為交流電源頻率的兩倍。故在整個工作期間，Sr的開關損耗很小。另外，輔助開關Sr的控制電路也很簡單。由上述分析知，帶低頻輔助開關的單級PFC變換器減小了輸入電流的諧波含量；提高了功率因數和效率；降低了電容電壓。

　　輔助開關Sr也可以放在其他位置，得到不同的拓撲結構，如圖12所示。圖12(a)所示的電路使L1旁路，也就是說，輸入電壓在零附近時，導通開關Sr，使L1短路，電路工作在DCM下，從而增

　　加了輸入電流，這種方法不能消除輸入電流的死角。因此，與圖10的電路相比，圖12(a)的電路的輸入電流的畸變更大。Sr另外一種實現方式如圖12(b)所示，使L1和N1都旁路，也就是說，輸入電壓在零附近時，導通開關Sr，使L1和N1都短路。這種方法可以完全消除輸入電流的死角，提高功率因數。但是，與圖10的電路相比，圖12(b)電路中的儲能電容電壓更高。因為，圖12(b)電路有一小部分時間工作在DCM下。另外，該方法也可以應用在其他的DCM/CCM單級PFC變換器中，如圖13所示的帶低頻輔助開關的DCM單級PFC變換器。

　　3.4 帶有源箝位和軟開關的單級PFC變換器

　　單級隔離式PFC變換器與普通的DC/DC變換器相比有電壓、電流應力高，損耗大的缺點。因此，采用有源箝位和軟開關等先進技術來減小單級隔離式PFC變換器的開關損耗和電壓應力。

　　帶有源箝位和軟開關的單級隔離式PFC變換器[10]如圖14所示。S為主開關，Sa為輔助開關。Cc為箝位電容，CB為儲能電容，Cr為開關S和Sa的寄生電容以及電路中其他的寄生電容之和。Boost單元工作在DCM下，保證有高的功率因數；為避免DCM有較高的電流應力，Flyback設計為CCM。采用有源箝位和軟開關技術限制了開關的電壓應力，再生了儲存在變壓器漏感中的能量，為主開關和輔助開關提供了軟開關條件，減少了開關損耗，提高了變換器的效率。主開關與輔助開關用同一個控制/驅動電路，進一步提高了電路的實用性。

　　4 結語

　　單級PFC變換器由于具有電路簡單，成本低，功率密度高的優點，而在中小功率場合得到了廣泛的應用。通過分析單級PFC的拓撲結構，指出了它存在的一些問題，如儲能電容電壓隨輸入電壓和負載的變化而變化，在輸入高壓或輕載時，電容電壓可能達到上千伏；變換器的效率低；開關損耗大；有源開關的電壓、電流應力高。而對用變壓器繞組實現負反饋，用軟開關技術，用低頻輔助開關以及并聯PFC等方法來降低電容電壓，開關損耗，減少電流諧波含量和提高效率等問題進行了綜述，并分析了幾種改進拓撲的工作原理，比較了它們的優缺點。