引言
隨著傳感器由過去的單個變?yōu)殛嚵薪Y(jié)構(gòu)，儀器要處理的信號也由過去單一的參數(shù)信號變?yōu)閺?fù)雜的圖像信號，同時，對信號的采集與處理也變得越來越復(fù)雜，研制一種陣列聲波信號采集與處理系統(tǒng)，并進(jìn)而開發(fā)出一種陣列聲波測井儀，成為目前我國石油測井儀器發(fā)展的迫切需要。為此本文設(shè)計了一套基于DSP的陣列聲波信號采集與處理系統(tǒng)，此系統(tǒng)將作為正在研制的陣列聲波測井儀中的一部分，應(yīng)用于油田勘探中。
系統(tǒng)總體方案設(shè)計
陣列聲波測井儀由聲系、電子線路和鋼外殼組成。聲系在最下端，由發(fā)出聲波的發(fā)射晶體和接收聲波并把其轉(zhuǎn)換成電信號的傳感器陣列組成。電子線路分為供電模塊、主CPU模塊和采集模塊。其中，主CPU模塊是陣列聲波測井儀的控制部分，它一方面把地面部分傳給采集模塊和聲系的參數(shù)傳給采集模塊和聲系，另一方面把采
集模塊傳上來的數(shù)據(jù)傳給地面部分。采集模塊即為陣列聲波采集與處理系統(tǒng)，它的一端接聲系的傳感器陣列，另一端接主CPU，主要功能為在主CPU的控制下把前端傳感器陣列傳過來的信號采樣、數(shù)字化并進(jìn)行一系列的處理，然后把處理結(jié)果上傳給主CPU。
根據(jù)陣列聲波采集與處理系統(tǒng)的性能要求和可靠性與低功耗設(shè)計原則，本設(shè)計決定采用以DSP芯片為核心的八通道實(shí)現(xiàn)方案，如圖1所示。由于前端傳感器陣列送來的數(shù)據(jù)信號比較微弱，要先由放大器對信號進(jìn)行放大，同時此放大器也可以有效地減弱或消除后端ADC對前端模擬聲波輸入信號的影響。放大器之后是ADC，從放大器到DSP形成一個采集與處理的通道，系統(tǒng)中這樣的通道共八個。而圖1中的CPLD是系統(tǒng)的控制邏輯部分。此外，考慮到系統(tǒng)可靠性和實(shí)時性的要求，本系統(tǒng)設(shè)計成每個通道都有一個DSP處理器而不是八個通道共用一個DSP處理器。
圖1 陣列聲波信號采集與處理系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)示意圖
DSP設(shè)計
DSP芯片
由于整個陣列聲波測井儀的其它芯片均為+5V供電，陣列聲波采集與處理系統(tǒng)作為測井儀中的一部分，如果所選DSP芯片不是+5V供電，則需用電源轉(zhuǎn)換芯片進(jìn)行電壓轉(zhuǎn)換，這不僅使電路變得復(fù)雜，而且也不利于系統(tǒng)性能提高。所以本設(shè)計選用了TI公司的DSP芯片—TMS320C542(以下簡稱C542)。
C542除具有TMS320C54x的一般優(yōu)點(diǎn)外，其單周期定點(diǎn)指令執(zhí)行時間為25ns，運(yùn)行速度相對較高，能夠完成本系統(tǒng)采集與處理功能；且?guī)в幸粋€BSP自動緩沖串口和一個TDM時分復(fù)用串口，兩者都可用作SP標(biāo)準(zhǔn)同步串口。此外，無論是內(nèi)核還是I/O引腳工作電壓均為+5V，所以使用時不需電壓轉(zhuǎn)換芯片。
自舉加載設(shè)計
傳統(tǒng)DSP系統(tǒng)程序代碼的引導(dǎo)裝載多以并行EPROM作為應(yīng)用程序的存儲器方式，其最大弊端在于EPROM不支持在線擦寫，這會對系統(tǒng)的調(diào)試帶來很大的不便，特別是對于表貼封裝的存儲器，此方法基本不可用。
在本系統(tǒng)的設(shè)計中，采用了可以在線擦寫的FLASH代替EPROM作為程序代碼的存儲器。因而從根本上克服了傳統(tǒng)方法在系統(tǒng)調(diào)試上帶來的諸多不便，對表貼封裝的存儲器尤為適用。調(diào)試過程中，直接將程序代碼通過C542寫入FLASH中，重新上電后C542即可按照FLASH的方式執(zhí)行Bootloader操作，極大的降低了硬件系統(tǒng)調(diào)試的難度。
本系統(tǒng)采用8位并行加載。C542復(fù)位期間檢查MP/MC引腳是否為低電平，若不是，則從外部程序存儲器0FF80h起執(zhí)行用戶程序；若是，則從片內(nèi)ROM的0FF80h起執(zhí)行程序。啟動制造商在ROM的自舉加載器程序時，首先應(yīng)進(jìn)行初始化，然后檢查INT2引腳，若有效，則從HPI-RAM自舉加載；若無效，則使I/O口選通信號IS為低電平，從地址為0FFFFh的I/O口讀入自舉程序選擇字(BRS)。BRS的低8位決定了自舉加載的方式，若BRS的低2位為01，則為8位并行加載，然后自舉加載器依據(jù)FLASH的地址(BRS中的高6位 + 0000000000)就可讀取自舉表了。自舉加載器將FLASH中的程序代碼全部送到程序存儲器之后，立即轉(zhuǎn)移到目的地址，并開始執(zhí)行程序代碼。
本設(shè)計中FLASH芯片選用的是AMD公司的Am29F010，該芯片容量為1Mbit。因?yàn)镃542只能尋址64K 地址，所以Am29F010的A16引腳接地。
; DSP在線加載系統(tǒng)的硬件設(shè)計如圖2所示。設(shè)計時沒有讓DS直接接CE，而是先讓A14、A15分別接一個非門，這兩個非門的輸出端和IS一起接到一個或門上，此或門的輸出端和DS一起接一個與門，與門的輸出端再接CE。這樣設(shè)計使Am29F010的48K至64K地址空間成為數(shù)據(jù)和I/O復(fù)用空間，自舉加載時可從Am29F010的地址為0FFFFh的I/O口讀入自舉程序選擇位。
圖2 DSP在線加載硬件設(shè)計圖
ADC設(shè)計
根據(jù)本系統(tǒng)對ADC分辨率為16位、轉(zhuǎn)換速率大于125KSPS、低功耗的要求，決定選用ADI公司的AD976A。該芯片具有16位的分辨率，轉(zhuǎn)換速率為200KSPS，工作電壓為+5V，最大功耗僅為100mW。
對AD976A的轉(zhuǎn)換控制和數(shù)據(jù)的輸出主要涉及到R/C、CS和BUSY三個引腳。AD976A提供了兩種轉(zhuǎn)換模式：一種是CS一直為低電平，ADC和DSP讀數(shù)據(jù)僅由R/C控制；另一種是ADC和DSP讀數(shù)據(jù)由CS和R/C共同控制。由于C542不能讓ADC的片選信號一直處于選中狀態(tài)，所以只有選用第二種模式，如圖3所示。AD976A在CS的下降沿而R/C又為低電平時開始模數(shù)轉(zhuǎn)換，在CS的下降沿而R/C又為高電平時把數(shù)據(jù)送到數(shù)據(jù)總線。BUSY信號在模數(shù)轉(zhuǎn)換開始時變?yōu)榈碗娖剑Y(jié)束時變?yōu)楦唠娖健?/p>
圖3 AD976A轉(zhuǎn)換模式二圖
進(jìn)行轉(zhuǎn)換時， C542首先經(jīng)過CPLD內(nèi)部的組合和時序邏輯電路，向AD976A發(fā)兩個低電平脈沖R/C和CS，其中R/C脈沖寬度為166.7ns，CS脈沖寬度為83.3ns ，CS的下降沿在R/C的下降沿之后41.7ns，而上升沿卻在R/C的上升沿之前41.7ns。由于這時CS為下降沿，R/C為低電平，所以AD976A開始采集數(shù)據(jù)、進(jìn)行ADC，BUSY信號也隨之變?yōu)榈碗娖健＾D(zhuǎn)換結(jié)束，BUSY變?yōu)楦唠娖剑?jīng)過CPLD的邏輯電路后接到C542的INT2引腳，引起C542中斷。C542接收到中斷后經(jīng)CPLD向AD976A發(fā)一個CS脈沖，由于這時的CS為下降沿，R/C為高電平，所以AD976A把數(shù)據(jù)放到數(shù)據(jù)總線上，C542開始讀總線上的數(shù)據(jù)。
CPLD邏輯電路設(shè)計
CPLD是整個系統(tǒng)的控制邏輯電路部分。在CPLD內(nèi)要實(shí)現(xiàn)的主要功能為：
① 產(chǎn)生AD_TRIG同步脈沖
當(dāng)發(fā)聲晶體發(fā)聲后，八個DSP就要同時采集數(shù)據(jù)，AD_TRIG脈沖就是解決“發(fā)聲”與“采集”的同步問題以及八個DSP的“采集”同步問題的。
AD_TRIG脈沖的周期是由主CPU決定，由DSP1寫入CPLD。其它七個DSP不
向CPLD寫入AD_TRIG脈沖的周期，它們只是AD_TRIG脈沖的接收者。
② 產(chǎn)生控制ADC的R/C和CS信號
R/C和CS信號是在AD_TRIG同步脈沖的基礎(chǔ)上產(chǎn)生的。在產(chǎn)生R/C和CS的時序邏輯電路中，有些觸發(fā)器的時鐘就是AD_TRIG脈沖，這樣八個DSP的采集、轉(zhuǎn)換就被同步。
③ 產(chǎn)生FIRE點(diǎn)火脈沖
FIRE點(diǎn)火脈沖是在CPLD內(nèi)產(chǎn)生的使發(fā)射晶體發(fā)聲的脈沖。當(dāng)DSP1接到主CPU傳來的采集數(shù)據(jù)的命令時，就向CPLD發(fā)出產(chǎn)生FIRE脈沖的命令，CPLD經(jīng)其內(nèi)部組合和時序邏輯電路產(chǎn)生FIRE脈沖，然后送往主CPU，主CPU接到該脈沖后向發(fā)射模塊發(fā)命令，使發(fā)射晶體發(fā)聲。在設(shè)計時，產(chǎn)生FIRE脈沖的時序邏輯電路的有些觸發(fā)器也是以AD_TRIG脈沖為時鐘的，這樣就解決了發(fā)聲晶體“發(fā)聲”與DSP“采集”的同步問題。
④ 作為DSP與主CPU之間的通信接口
主CPU的命令要傳給DSP，八個DSP最后處理過的數(shù)據(jù)也要傳給主CPU，因此，在CPLD中設(shè)計了一個同步串口。設(shè)計此串口要注意的是當(dāng)DSP向主CPU傳送數(shù)據(jù)時八個DSP不能發(fā)生沖突。下面的VHDL程序是本設(shè)計中對這一問題的解決，其中bfsx1~bfsx8是DSP1~DSP8的發(fā)送幀同步脈沖，bdx1~bdx8是DSP1~DSP8的緩沖串行口數(shù)據(jù)發(fā)送端發(fā)送的數(shù)據(jù)，fsx、dx是從CPLD輸出的發(fā)送幀同步脈沖和發(fā)出的數(shù)據(jù)。
fsx<= bfsx1 and bfsx2 and bfsx3 and bfsx4 and bfsx5 and bfsx6 and bfsx7 and bfsx8;
a1<= ( not bfsx1)and bdx1; a2<= ( not bfsx2)and bdx2;
a3<= ( not bfsx3)and bdx3; a4<= ( not bfsx4)and bdx4;
a5<= ( not bfsx5)and bdx5; a6<= ( not bfsx6)and bdx6;
a7<= ( not bfsx7)and bdx7; a8<= ( not bfsx8)and bdx8;
dx<= a1 or a2 or a3 or a4 or a5 or a6 or a7 or a8;
DSP編程
在DSP內(nèi)要通過編程實(shí)現(xiàn)對數(shù)據(jù)的如下處理：
①對數(shù)據(jù)進(jìn)行平均運(yùn)算
這是一個對所有數(shù)據(jù)求平均值的運(yùn)算，此平均值即為噪聲平均值的二倍。
②求聲波的最大振幅及其時間
這是一個對所有數(shù)據(jù)的絕對值求最大值的運(yùn)算，目的是進(jìn)行自動增益控制(AGC)。
③對數(shù)據(jù)進(jìn)行抽取濾波
聲波信號的頻率不超過20KHz，根據(jù)抽樣定理，采樣頻率不小于40KHz就可不失真的恢復(fù)出原信號，但是為了提高信噪比，設(shè)計的采樣頻率均大于1
20KHz，為過采樣，這就需要在DSP中設(shè)計一個抽取濾波器，對過采樣后的數(shù)據(jù)進(jìn)行抽取濾波。
④對數(shù)據(jù)進(jìn)行壓縮
聲波信號是測井系統(tǒng)本身產(chǎn)生的，具有較大的數(shù)據(jù)冗余度，所以在上傳給主CPU之前要對其進(jìn)行壓縮。本系統(tǒng)使用的是差分預(yù)測編碼DPCM。
C54x的源程序可以使用匯編或C/C++語言編寫。但是，關(guān)鍵的DSP程序一般還要用匯編語言編寫，因?yàn)椋菏紫龋蠖鄶?shù)廣泛使用的高級語言如C，并不適合描述典型的DSP算法。典型的DSP應(yīng)用都由大量計算的要求，并有嚴(yán)格的開銷限制，使得程序的優(yōu)化必不可少；其次，DSP結(jié)構(gòu)的復(fù)雜性，如多存儲器空間、多總線、不規(guī)則的指令集、高度專門化的硬件等，使得用C難以為其編寫高效率的編譯器；此外，對于底層硬件的控制，用匯編語言編寫調(diào)試將更加直觀高效。本系統(tǒng)的DSP程序主要是大量的計算，所以在實(shí)現(xiàn)時采用了匯編語言編寫。
結(jié)語
本系統(tǒng)經(jīng)過調(diào)試，證明總體設(shè)計思路正確，方案可行，滿足性能要求。另外，本系統(tǒng)還可通過在DSP中編寫不同的程序，來實(shí)現(xiàn)對不同信號的采集與處理。
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