??? 通過熟悉器件架構，選擇合適的硬件平臺和硅片特性，并借助配置恰當且性能優良的實現工具，設計人員就能獲得較高的設計性能。不過，在提高設計性能的眾多方法中最容易被忽視的也許就是為目標器件編寫高效的HDL代碼。本文所討論的編程風格與技巧可提高設計性能。?
使用復位對性能的影響?
??? 很少有哪種系統級的選擇能夠像復位選擇那樣對性能、面積和功率產生如此重要的影響。一些系統架構師規定必須使用系統全局異步復位" title="異步復位">異步復位。采用賽靈思" title="賽靈思">賽靈思的FPGA架構，復位的使用和類型將對代碼性能產生重要影響。?
?
圖a：綜合工具" title="綜合工具">綜合工具選用2個LUT。圖b：更靈活的LUT接口。?
???
??? 在目前所有的賽靈思FPGA架構中，查找表(LUT)單元就像邏輯、ROM/RAM或移位寄存器" title="移位寄存器">移位寄存器(SRL或移位寄存器LUT)那樣是可配置的。綜合工具可以根據RTL代碼推斷出采用某一種結構。不過，為了將LUT用作移位寄存器，代碼中不能描述復位功能，因為SRL本身沒有復位功能。這也意味著具有復位功能的移位寄存器代碼不能獲得最佳實現(移位寄存器之間需要多個觸發器和相關路徑)，而沒有復位功能的代碼則可以獲得快速而緊湊的實現結果(使用SRL)。?
??? 這兩種情況對面積和功率的影響更明顯一些，但對性能的影響不很明顯。一般而言，采用觸發器生成的移位寄存器不會成為設計中的關鍵路徑，因為寄存器之間的時序路徑通常沒有足夠的長度成為設計中最長的路徑。而資源(觸發器和布線)的額外消耗會對其它設計部分的布局和布線選擇產生負面影響，因而可能導致更長的布線路徑。?
專用乘法器" title="乘法器">乘法器和RAM模塊?
??? 乘法器通常用于DSP設計。但由于賽靈思的FPGA架構中包含有乘法專用資源，因此在許多設計中都有乘法器的應用。這些乘法器除了執行乘法操作外，還提供其它功能。同樣地，實際上不管哪種應用，每個FPGA設計都會用到大小不一的RAM。?
??? 賽靈思FPGA包含幾個RAM模塊，在設計中可以用作RAM、ROM、大型LUT甚至通用邏輯。使用乘法器和RAM資源可獲得更加緊湊、具有更高性能的設計，不過復位選擇對性能既有正面的，也有負面的影響，具體取決于使用的復位類型。RAM和乘法器模塊只包含同步復位，因此如果這些功能的代碼用異步復位編寫，那么這些模塊中的寄存器就無法使用了。這對性能的影響是非常嚴重的。例如，Virtex-4器件的全管線式乘法器采用異步復位設計時，頻率最高只能達到200MHz，而將代碼改成同步復位后，性能可提高兩倍以上，頻率可達500MHz。
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?
??? 要從兩個方面看待與RAM有關的問題。與乘法器類似，Virtex-4塊RAM具有可選的輸出寄存器，使用它們可以減少RAM的時鐘到輸出時間，提高整體設計速度。但這些寄存器只提供同步復位，不提供異步復位，因此當代碼中的寄存器采用異步復位描述時就無法使用這些寄存器。?
??? 第二個問題來自RAM被用作LUT或通用邏輯時。有時基于面積和性能方面的考慮，將配置為ROM或通用邏輯的多個LUT壓縮進單個塊RAM是非常有益的。這可通過人工設定結構，或以自動方式將部分邏輯設計映射到未用的RAM存儲區來實現。因為塊RAM具有同步復位功能，因此當使用同步復位(或沒有復位)時，無需改變已經定義好的設計功能就可實現通用邏輯的映射。但當采用異步復位描述時，這就不可能實現。?
通用邏輯?
??? 異步復位對通用邏輯結構也會產生影響。由于所有的賽靈思FPGA通用寄存器都具有將復位/置位編程為異步或同步的能力，因此設計人員可能認為使用異步復位沒什么不妥。但這種假設通常是錯誤的。如果沒有使用異步復位，那么置位/復位邏輯就可以被置為同步邏輯。這樣一來，就可釋放額外的資源用于邏輯優化。?
?????????? 圖d：選用同步復位。?
??? 為了更好地理解異步復位如何影響優化結果，我們來看看以下一些不夠理想的代碼例子：?
VHDL例子#1?
process?(CLK,?RST)?
begin?
if?(RST?=?'1')?then?
Q?<=?'0';?
elsif?(CLK'event?and?CLK?=?'1')?then?
Q?<=?A?or?(B?and?C?and?D?and?E);?
end?if;?
end?process;?
Verilog例子#1?
always?@(posedge?CLK,?posedge?RST)?
if?(RESET)?
Q?<=?1'b0;?
else?
Q?<=?A?|?(B?&?C?&?D?&?E);?
??? 為實現這些代碼，綜合工具只能為數據路徑選擇兩個LUT，因為總共有5個信號與實現上述邏輯功能相關。上述代碼的一種可能性的實現方案如圖a所示。?
??? 不過，如果采用同樣的代碼重新編寫同步復位，則能進一步減少面積、提高性能，獲得如下修正過的代碼。?
VHDL?例子#2?
process?(CLK)?
begin?
if?(CLK'event?and?CLK?=?'1')?then?
if?(RST?=?'1')?then?
Q?<=?'0';?
else?
Q?<=?A?or?(B?and?C?and?D?and?E);?
end?if;?
end?if;?
end?process;?
Verilog?例子#2?
always?@(posedge?CLK)?
if?(RESET)?
Q?<=?1'b0;?
else?
Q?<=?A?|?(B&C&D&E);?
??? 如今的綜合工具在實現這種功能時具有了更大的靈活性。上述代碼的一種可能性的實現方案如圖b所示。?
??? 在該實現中，綜合工具能夠確定無論何時只要A是有效高電平，則Q總是邏輯1。其中寄存器與復位/置位一起被配置為同步操作，因此可以將置位功能自由地用作同步數據路徑的一部分。這樣可以減少實現該功能所必需的邏輯數量，并能減少來自前面例子的D和E信號的數據路徑延時。如果代碼能以更利于實現的方式編寫，那么邏輯部分還可以轉移到復位側。?
??? 以下是對這些例子的補充：?
VHDL例子#3?
process?(CLK,?RST)?
begin?
if?(RST?=?'1')?then?
Q?<=?'0';?
elsif?(CLK'event?and?CLK?=?'1')?then?
Q?<=?(F?or?G?or?H)?and?(A?or?(B?and?C?
and?D?and?E));?
end?if;?
end?process;?
Verilog?例子#3?
always?@(posedge?CLK,?posedge?RST)?
if?(RESET)?
Q?<=?1'b0;?
else?
Q?<=?(F|G|H)?&?(A?|?(B&C&D&E));?
??? 現在總共有8個信號與邏輯功能相關，因此實現該功能至少需要3個LUT。以上代碼的一種可能性的實現方案如圖c所示。?
??? 如果采用同樣的代碼編寫同步復位，則有：?
VHDL例子#4?
process?(CLK)?
begin?
if?(CLK'event?and?CLK?=?'1')?then?
if?(RST?=?'1')?then?
Q?<=?'0';?
else?
Q?<=?(F?or?G?or?H)?and?(A?or?(B?and?C?
and?D?and?E));?
end?if;?
end?if;?
end?process;?
Verilog?例子#4?
always?@(posedge?CLK)?
if?(RESET)?
Q?<=?1'b0;?
else?
Q?<=?(F|G|H)?&?(A?|?(B&C&D&E));?
??? 以上代碼的一種可能性的實現方案如圖d所示。其結果不僅是能夠使用更少的LUT實現同樣的邏輯功能，而且能夠實現更快的設計，因為減少了實際創建該功能的每個信號的邏輯級數。?
??? 雖然這些例子非常簡單，但它們能夠很好地闡明我們的觀點，即異步復位如何將所有的同步數據信號加載到寄存器的輸入端，從而導致可能更多的邏輯級數以及不夠完善的實現結果。一般而言，扇入邏輯功能的信號越多，同步復位/置位在減少邏輯資源或提高設計性能方面越有效。?
用加法器鏈代替加法器樹??
??? 許多信號處理算法都是對輸入的采樣數據流進行某種算術運算，然后將這種算術運算的所有輸出進行累加。加法樹結構一般是用來實現并行結構(如FPGA)中的這種累加運算。??
????加法器樹概念的一個難點在于其數量會經常變化。加法器的數量取決于加法器樹的輸入信號數量。加法器樹中的輸入越多，需要的加法器數量也越多，需要的邏輯資源和功耗也就越多。樹越大意味著樹的最后一級加法器也越大，因而會進一步降低系統性能。?
??? 為了減少功耗，保持較高的系統性能，加法器樹應作為專門的硅資源加以實現。但在硅片中放置大量固定尺寸的加法器樹元件并不很有效，因為當加法超過一定數量時必須使用邏輯資源，甚至采用更大的FPGA，因而會增加器件的成本。?
??? 采用DSP48系列專用硅片組的Virtex-4系列器件則采用不同的方法實現累加。它采用鏈狀加法器代替加法器樹進行增量式累加運算。這種方法有別于任何現有的FPGA，是提升器件性能、降低DSP算法所需功耗的關鍵，因為邏輯與互連功能被完全集成進專用硅片中。?
??? 采用管線形式的DSP48模塊頻率可達500MHz，而與加法器數量無關。如圖5所示，級聯端口以及48位分辨率的加法器/累加器完全能夠勝任目前的采樣值計算，并完成迄今為止所有計算采樣值的累加。?
??? 為了充分利用RTL中的Virtex-4加法器鏈結構，只需簡單地用加法器鏈描述替代加法器樹描述。這種將將直接型濾波器轉換成轉置型或脈動型濾波器的過程在XtremeDSP設計用戶指南中有詳細介紹。?
??? 一旦轉換完成后，你會發現算法的運行速度要比應用所需的快得多。在這種情況下，可以使用合并或多信道技術進一步減少器件使用率和功耗。這兩種技術都可以采用更小的器件實現設計，或者使用空余資源增加設計功能。?
??? 多信道技術可以將非?？斓倪\算單元作用于多個采樣速率很慢的輸入流(信道)上。這種技術對硅片效率的提高幅度幾乎等于信道數量。多信道濾波器可以看作是時間復接的單信道濾波器。例如，在一個典型的多信道濾波環境中，對多個輸入信道中的每個信道都使用獨立的數字濾波器進行濾波。為了充分發揮Virtex-4?DSP48模塊的性能優勢，只需為單濾波器提供8倍的時鐘，設計人員即可使用一個單數字濾波器完成對所有8個輸入信道的濾波，而所需的FPGA資源數量幾乎可以減少8倍。?
提高塊RAM性能?
??? 在選用存儲器單元時，影響性能的因素有：使用專用模塊還是分布式模塊；RAM；使用輸出管線寄存器；不使用異步復位。此外，還有兩個不大為人所知的因素，即HDL編程風格和綜合工具設置，這些也會極大地影響存儲器性能。?
HDL編程風格?
??? 當選用雙端口模塊存儲器時，很可能兩個端口同時訪問同一存儲器單元。當兩個端口同時向相同存儲器單元寫入不同的值時就會產生沖突，此時存儲器單元的內容是無法得到保證的。不過，當一個端口在讀，同時另一個端口在寫相同地址時又會發生什么情況呢？這要取決于目標器件。最新的Virtex和Spartan系列器件有三種可編程操作模式可以控制寫操作進行時存儲器的輸出。有關這三種操作模式的詳細信息請參閱器件的用戶指南。?
圖5：鏈狀加法器能提供可預測的性能。
?
??? 需要注意的是，不同模式會影響存儲器的輸出行為，也會影響存儲器的性能。如同下面所舉的例子，編程風格決定了存儲器工作在何種工作模式下：?
//先寫或透明模式(transparent?mode)?
always?@(posedge?clk)?begin?
if(we)?begin?
do?<=?data;?
mem[address]?<=?data;?
end?else?
do?<=?mem[address];?
end?
//先讀或寫前讀模式?
always?@(posedge?clk)?begin?
if?(we)?
mem[address]?<=?data;?
do?<=?mem[address];?
end?
//不變模式?
always?@(posedge?clk)?
if?(we)?
mem[address]?<=?data;?
else?
do?<=?mem[address];?
end?
增加管線級數?
??? 另外一種提高性能的方法是重新構建由多級邏輯組成的長數據路徑，將它們分解成多個時鐘周期進行處理。這種方法允許使用更快的時鐘周期，并可提高數據吞吐量，其代價是時延和管線管理開銷邏輯。因為FPGA中的寄存器非常多，因此額外的寄存器和開銷邏輯一般不成問題。?
??? 由于數據目前處于多周期路徑上，因此設計人員必須采用特殊方法才能解決額外的時延問題。下面的例子采用在32x32乘法器輸出端增加5級寄存器的編程風格。綜合工具將把這些寄存器以管線形式關聯到Virtex-4?DSP48模塊中可用的寄存器，從而極大地提高了數據吞吐量。?
//?帶有4個DSP48模塊的32x32乘法器?
always?@(posedge?clk)?begin?
prod[0]?<=?a?*?b;?
for?(i=1;?i<=PIPE-1;?i=i+1)?
prod[i]?<=?prod[i-1];?
end?
代碼中的嵌套?
??? 代碼中盡量不要設置太多的嵌套，例如嵌套的if和case語句。若在某條if語句中有太多的if語句，則不利于實現綜合優化。如果遵循以下指導原則，代碼的可讀性會更強。當在HDL中描述“for-loops”語句時，最好在數據路徑中放置至少一個寄存器，特別是有算術或其它邏輯多的操作時。在編譯時，綜合工具會解開環路。如果沒有這些同步單元，它會級聯環路每次反復時創建的邏輯，從而導致組合路徑過長，降低設計性能。?
本文小結?
??? 綜合、布局和布線算法中的最新發展可使我們更直接地從特殊器件中獲得最佳性能。綜合工具可以選用復雜的算術和存儲器描述并映射到專門的硬件模塊上。它們也能執行再定時、邏輯和寄存器復制等優化操作。布局布線工具可以在時序約束的基礎上重建網表，執行以時序為主導的封裝和布局，從而減少布局布線擁塞。?
??? 不過，目前的工具在提高性能方面只能做到這么多。如果需要更高性能的設計，最有效的方法莫過于更好地理解目標器件、綜合工具，并采用本文提供的編碼指南。