??? 摘 要： 基于低噪聲放大器設計原理，從噪聲、線性度" title="線性度">線性度、阻抗匹配" title="阻抗匹配">阻抗匹配等方面詳細討論了低噪聲放大器的設計。電路采用TSMC 0.18μm CMOS工藝進行設計，利用ADS2005A對電路進行諧波平衡、S參數分析及雙音測試，結果表明，其噪聲系數" title="噪聲系數">噪聲系數為1.795dB，正向增益為17.35dB，IIP3約為-1.43dBm，功耗約8.96mW。
??? 關鍵詞： 低噪聲放大器（LNA）? 線性度? 匹配
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??? 現代無線通訊設備不斷向著低成本、便攜式的方向發展。而傳統的射頻集成電路主要采用GaAs工藝，成本較高，且集成度很低。隨著CMOS工藝的進步，已經能夠滿足射頻集成電路的要求，基于CMOS 工藝的射頻集成電路設計成為近年來的研究熱點。低噪聲放大器(LNA)是射頻接收機前端的關鍵模塊，應用中要求其必須提供足夠的增益以抑制后續級模塊的噪聲，提供良好的線性度，使其在較大的信號動態范圍內正常工作。同時必須要有優異的噪聲性能，這幾乎決定整個接收機的噪聲性能的優越程度。
??? 通常采用CMOS工藝設計低噪聲放大器（LNA）時，需要在增益、噪聲、線性度、功耗、阻抗匹配等指標之間權衡。本文針對LNA的噪聲、線性度、增益及功耗等指標，提出了優化的設計方法。設計了一個基于TSMC 0.18μm CMOS工藝，工作頻率" title="工作頻率">工作頻率為2.4GHz的低噪聲放大器，通過優化達到了較好的性能。
1 電路設計
??? 本文設計的單端低噪聲放大器電路結構如圖１所示。電路采用的是電感源極負反饋的共源-共柵結構（Cascode 結構），這種結構可以在提供較低噪聲系數的同時，實現50Ω的輸入阻抗。放大器由共源晶體管M1和共柵晶體管M2級聯而成，M1的源極接電感Ls形成源極去耦結構, 柵極接電感Lg調整輸入電路的諧振頻率，M2用于減小輸入與輸出之間的相互作用，提供良好的隔離，并減小了M1漏柵電容Cgd的影響。電路的噪聲性能主要由M1決定，而電路的線性度主要由M2決定，可以通過選擇M1、M2柵寬度，以實現優異的噪聲性能和線性度。
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??? M1和M0組成電流鏡，由于電阻的阻值隨溫度變化，為了保持偏置支路穩定，采用電流源I_DC提供穩定的偏置電流。Rbais是偏置電阻，它和電流源I_DC一起組成電流偏置支路。Lg、Ls和Cp主要完成輸入端口阻抗匹配，Ld和Cd主要完成輸出端口阻抗匹配。P1和P2 是輸入輸出端口，Cin、Cd用于隔離直流信號，V_DC是直流電源。
1.1 輸入、輸出阻抗匹配
??? 電路采用源極電感負反饋結構，在MOS管的柵極、源極各引入一個電感Lg、Ls，在M1的柵-源之間并聯一個電容Cp來增大柵-源之間電容。計算M1管柵-源極間的電容，合理選取Lg、Ls，使電路諧振于工作頻率，同時獲得50Ω輸入阻抗Zin(s)，滿足Zin(s)=Rs=50Ω，當輸入端口阻抗匹配時，需要滿足：
??? 當輸入端口阻抗匹配時，需要滿足:
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??? 其中gm是M1的跨導，Cgs是M1的柵-源電容，ωT是截止頻率，ω0是工作頻率。由于LNA的工作頻率ω0一定，Cgs可以根據工藝參數計算出來，根據公式（2）、（3）可以得到Lg和Ls的值。輸出匹配主要由Ld和Cd相匹配完成，由于中心頻率ω0=2π×2.4×109，通過計算，選取合適的Ld、Cd的值，實現輸出阻抗匹配。根據公式(2)，在ω0確定的情況下，通過在M1的柵-源極之間并聯一個電容CP，增大了柵-源電容Cgs，從而使Lg、Ls的值變小，改善了LNA的噪聲性能，也易于使用CMOS工藝實現。
1.2 選取合適的柵寬及其他關鍵參數
??? 電路的噪聲性能主要是由M1決定，要選擇合適的柵寬度，以實現優異的噪聲性能。M1的柵寬越大，噪聲越小，但同時會使面積增大，導致功耗增加、增益降低。按照功率約束條件下的設計方法，可以得到M1的最優器件寬度為[3]：
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??? 其中：Cox是單位面積氧化層電容，Leff是有效柵長，Qsp是最佳品質因數，Cox的值可以根據工藝參數計算得到。噪聲系數對于在3.5～5.5范圍內的Qsp值是不敏感的[3]，因此取Qsp值為4.5。根據公式（4）得到Wopt約為270μm。M0的柵寬度取M1柵寬度的1/10。
??? MOS管M1本身柵-源電容
，CP并聯接入M1柵-源之間。由于0.18μm CMOS工藝的截止頻率fT可以達到40GHz以上，所以根據公式(2)、(3)可以得到LS約等于0.5nH。根據公式(2)可以計算得到Lg等于6nH，由于電感與襯底之間寄生電容以及柵電阻的影響，Lg的值要比計算得到的值小。
1.3 線性度分析和M2寬度的選取
??? 圖1所示電路中，MOS管M1、M2可以等效為兩級非線性級聯結構。設輸入信號Vi(t)=Vm(cosω1t+cosω2t)，則M1和M2的輸出信號分別為：
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??? 系統的輸入三階交調點IIP3(input-referred third-order intercept point)，可以表示為[4]：
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其中IIP31、IIP32分別是M1和M2的輸入三階交調點；α1是M1的增益，α1遠大于1；系統的線性度主要由
這一項決定，即系統的線性度主要由M2決定。短溝道MOS管的IIP3表達式為[5]：
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其中：vsat是MOS管的飽和速度，Vod=VGS-VTH稱為柵過驅電壓，
，θ為遷移率的衰減系數，θ的估計值為[3]：
，tox為柵氧化層厚度。
??? 從圖2看出，要提高M2管的IIP3值，可以加大它的柵過驅電壓Vod，但這會使直流電壓變大，電路的功耗增大。根據公式(9)，MOS管的線性度與柵寬度W無關，但是當柵寬度變化時，會引起Vod的變化，間接影響線性度。不增大偏置電壓的情況下，通過改變M2管的柵寬度，來改變Vod，可以提高M2的線性度。
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??? 當M2管的柵寬度變大時，柵過驅電壓Vod變小，線性度變差；當M2管的柵寬度減小時， Vod變大，線性度變大。為得到較好的線性度，M2管的柵寬度取M1管的一半。測量M1管和M2管的柵過驅電壓Vod1和Vod2，根據公式(9)，計算得到M1管和M2管的IIP31、IIP32。根據公式(8)，估計出系統的IIP3點。
2 電路仿真結果及討論
??? 本設計基于TSMC的0.18μm工藝，采用BSIM2V3.2模型進行建模，利用ADS2005A進行設計、仿真，取得了較好的效果。考慮到片上電感的Q值不高，大電感不易制作的實際情況，在設計工程中，充分考慮了電感Q值對噪聲的影響。采用INDQ模型來模擬片上電感，Q值設為6，中心頻率設為2.4GHz，電感的值一般不超過8nH。采用2V電源，直流功耗約為8.96mW。為了得到1dB壓縮點P1dB，對電路進行諧波平衡法仿真，為計算線性度，對電路進行雙音測試，仿真結果如圖3所示。
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??? 圖3(a)顯示了1dB壓縮點的仿真結果，m1點和m2點的增益差約為1dB，即增益的1dB壓縮點P1dB約為-13.9dBm。圖3(b)是雙音測試輸出頻譜圖，根據公式(10)，計算得到輸入三階交調點IIP3大約為-1.429dBm。
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????對電路進行S參數仿真，得到噪聲系數和S參數的仿真結果如圖4所示。
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??? 由圖4可以看出，當低噪聲放大器工作在2.4GHz時，噪聲系數為1.795dB，噪聲系數較低；正向傳輸增益S21約為17.35dB，具有較高的增益；S11、S22參數在工作頻率2.4GHz處達到極值，說明輸入、輸出阻抗匹配良好，S11約為-21.61dB，S22約為-15.93dB，回波損耗很小；S12約為-39dB說明反向隔離特性比較理想。仿真過程中發現，在保證輸入輸出匹配的情況下，如果提高電感的值，同時減小電容的值，可以使增益（S21參數）提高；而減小電感的值，同時增大電容的值可以改善系統的線性度，這就為增益和線性度的調節提供了一種可行的方法。
??? 本文采用先進的TSMC 0.18μm CMOS射頻工藝庫參數，通過理論推導和ADS的仿真，設計出符合要求的低噪聲、低功耗、高增益、高線性度的低噪聲放大器，并且滿足了低功耗和全集成的要求。放大器的性能達到了設計要求，與國內外有關設計相比達到了先進水平[1][2][6]。通過對M1的柵-源之間引入并聯電容CP，極大地降低了系統的噪聲系數。隨著CMOS工藝和電感工藝的不斷改進，0.18μm CMOS工藝已經可以全部利用片上電感設計出符合設計要求的射頻集成電路。
參考文獻
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