1 電鍍行業對電鍍電源的技術要求
電鍍行業的重大關鍵設備是電鍍電源，其性能的優劣直接影響到電鍍產品工藝質量的好壞；同時，電鍍行業最主要的能量消耗是電源，因此高品質的電源是電鍍業節能增效的決定性因素，對電網的綠色化也有重要影響。在電氣性能方面，電鍍電源屬于低壓大電流設備，要求操作簡便、能承受輸入端的突變和輸出端短路，以及操作過程過載的沖擊。還由于電源設備工作在酸堿、潮濕等惡劣環境下，對電鍍電源的穩定性、可靠性、抗干擾性、耐腐蝕性等要求也顯得更為重要。這些，都是設計電鍍電源必須考慮的重要因素。
高頻開關電源與傳統工頻整流電源相比，具有高效節能約20%~30%、省材約80%~90%、功率密度大（輸出1A電流傳統電源需要制造材料0.5kg~1kg，而開關式電源只需要0.06kg~0.12kg），而且動態特性和控制調節特性好，制造過程占地少、加工量少等特點[1]。電鍍電源要求輸出功率大（通常輸出電流要2000A以上），電鍍行業推廣應用開關式電源對節能、節省資源都是有顯著效果的措施。
2 電鍍電源的主電路結構
電鍍電源在滿足其電氣技術要求的條件下，應該盡量采用結構簡單、穩定可靠的技術方案。而高頻開關電源要獲得大功率輸出，也要從電路結構設計的各方面都要采取相應的措施，來保證大功率輸出的要求。
因此，其工作電源直接選用380V的三相交流電源。經過三相橋式整流，濾波，作為開關電源的輸入電源。由于要求輸出大功率，主回路功率變換器要采用橋式電路才能實現。因為橋式電路使得高頻變壓器只需要一個原邊繞組，通過正向、反向的電壓，得到正向、反向的磁通，變壓器鐵芯和繞組利用最佳，效率、功率密度都較高；另外，功率開關承受的最大反壓可以不超過電源電壓；利用四個反接在功率開關兩端的體二極管，無須設置能量恢復繞組，變壓器的反激能量就可以恢復利用[2]。所以功率變換器選擇橋式電路結構。主電路結構如圖1所示。
圖中L C改為斜體，電容改為平行線
3 使用軟開關變換器方案的必要性
在功率變換器使用橋式電路結構的條件下，根據開關器件的開關狀態，通?？梢詫㈤_關型功率變換器分為兩大類：硬開關變換器和軟開關變換器。以PWM脈沖寬度調制變換器為例，它通過改變開關接通時間的長短，即改變脈沖占空比來實現對輸出電壓和輸出電流的調整，PWM開關技術以其電路簡單，控制方便而獲得了廣泛的應用。
通常DC/DC變換器的橋式主電路結構原理圖如圖2所示。
圖中符號改為斜體，二極管改為空心通直線
早期的PWM開關技術，其電子開關是一種“硬開關”，如圖3所示。即功率開關管的開通或關斷是在器件上的電壓或電流不等于零的狀態下強迫進行的，造成電路的開關損耗很大，硬開關變換器由此得名。正是由于電路的開關損耗很大，使得PWM開關技術的高頻化、大功率工作受到了許多的限制[3]。由于硬開關限制了變換器的輸出功率和開關頻率的提高，硬開關條件下的開關電源輸出功率一般小于10kW，工作頻率為20kHz左右。針對硬開關PWM變換器的不足，八十年代末，一種新的開關變換器——移相PWM控制軟開關變換器被提了出來，并得到廣泛的研究。
脈寬調制軟開關技術(SPWM)的問世，推動大功率逆變技術的研究與應用水平又上了一個新的臺階。脈寬調制軟開關技術綜合了傳統脈寬調制技術和諧振技術的優點，僅在功率器件換流瞬間，應用諧振原理，使開關變換器開關器件中的電流(或電壓)按正弦或準正弦規律變化。在電流自然過零時，使器件關斷；或電壓為零時，使器件開通，實現開關損耗為零，從而實現零電壓或零電流轉換。而在其余大部分時間采用恒頻脈寬調制方法，完成對電源輸出電壓或電流的控制。因此，開關器件承受的電流或電壓應力小，可使開關頻率提高到兆赫的水平。在這種思想的引導下，國內近10年來，脈寬調制軟開關技術在功率逆變電路中應用逐漸占據主導地位。加上DC/DC開關變換器的電路拓撲結構的多樣性，兩者的結合使得當前應用的軟開關功率變換器的電路日益增多。對于要求大功率輸出的高頻電鍍開關電源，應該選用軟開關功率變換器。
4 移相控制軟開關控制方式工作原理
移相控制方式是近年來在全橋變換器中使用最多的一種軟開關控制方式，它是諧振變換技術和PWM技術的結合。其工作原理為每個橋臂的兩個開關管1800互補導通，兩個橋臂的導通之間相差一個相位，即所謂移相角。通過調節移相角的大小來調節輸出電壓的脈沖寬度，從而達到調節相應的輸出電壓的目的。各開關管的驅動信號如圖4所示。
移相PWM控制方式利用開關管的結電容和高頻變壓器的漏電感作為諧振元件。漏電感儲存的能量對功率開關管的兩端并聯的輸出電容充放電來使開關管兩端的電壓下降到零，使電路的四個開關管依次在零電壓下導通，在緩沖電容的作用下零電壓關斷，從而有效的降低了電路的開關損耗和開關噪聲，減少了器件開關過程中產生的電磁干擾，為變換器裝置提高開關頻率、效率，降低尺寸及重量提供了良好的條件。同時，還保持了一般全橋電路中的結構簡單、控制方式簡潔、開關頻率恒定、元器件的電壓電流應力小的優點。
要實現PWM DC/DC全橋變換器的軟開關，必須引入超前橋臂和滯后橋臂的概念，定義斜對角兩只開關管中先關斷的開關管組成的橋臂為超前橋臂，后關斷的開關管組成的橋臂為滯后橋臂。超前橋臂只能實現零電壓開關ZVS，并且很容易實現零電壓開關，不能實現零電流開關ZCS。滯后橋臂可分別實現ZVS和ZCS。根據超前橋臂和滯后橋臂實現軟開關方式的不同，可以將軟開關PWM全橋變換器分為兩大類：一類是ZVS PWM全橋變換器，其超前橋臂和滯后橋臂都實現ZVS。無論是超前橋臂還是滯后橋臂，為了實現ZVS，有必要在開關管兩端并聯電容，或者利用開關管自身的輸出電容;另一類是零電壓零電流開關(ZVZCS)PWM全橋變換器，其超前橋臂實現ZVS，滯后橋臂實現ZCS，對于滯后橋臂，為了實現ZCS，不能在開關管兩端并聯電容。它們均采用移相(Phase一shift)控制方式[4]。為了使大功率電鍍開關電源更好地適應電鍍生產的惡劣環境，筆者選用了結構比較簡單可靠的ZVS移相全橋變換器。
ZVS移相全橋變換器超前臂和滯后臂都實現零電壓開關(ZVS)。由于變壓器原邊漏感和輸出濾波電感的存在，超前臂關斷時電流不會突變，只能實現ZVS。同樣，由于變壓器原邊漏感的存在，滯后臂關斷(或另一只開通)時，如果不設法使電流復位(減小至0)的話，也只能實現ZVS。實現的方法同樣是在其開關管兩端并聯電容。ZVS移相全橋變換器的原理圖如圖5所示。
為了更好地理解其工作原理，在分析ZVS移相全橋變換器工作原理之前，先作如下假設:
?、?所有開關管、二極管均為理想器件；
② 除特別指定外(如變壓器漏感)，所有電容、電阻、電感、變壓器均為理想元件；
③ 與開關管并聯的電容中，Cl=C3，C2=C4；
?、?輸出濾波電感L遠大于變壓器漏感，即L>>Lk。
ZVS移相全橋電路在主功率管Ql、Q4導通切換到Q3、Q2導通的半個開關周期中，要經歷6個開關模態。其中a b兩點間電壓Vab。變壓器原邊電流ip和整流橋輸出電壓Vrect的波形如圖6所示。分述如下。
圖中二極管改為空心通直線，電容為平行線
?。?）開關模態1
[t-，t0] 時刻：t0時刻之前，Ql、Q4導通。原邊電流經Ql，主變壓器原邊，Lk，Q4向副邊傳輸能量。a b間電壓Vab=Vi，原邊電流ip線性上升。
?。?）開關模態2
[t0，t1]時間段：t0時刻，Q1關斷，由于有C1的存在， Ql電壓不能突變，電壓緩升，是零電壓關斷。Ql關斷后，a b間電壓Vab開始迅速下降，但是仍大于0，故此時副邊仍工作在整流狀態?？烧J為輸出濾波電感L與原邊漏感Lk串聯。因為電感電流不能突變，所以ip仍按原方向流動，并逐漸減小。電流ip給Cl充電，給C3放電。Vab在tl時刻減小到0。
?。?）開關模態3
[t1，t2]時間段：t1時刻，C1充電，C3放電均結束，Vab減小到0。Q3的反并二極管D3自然導通。此[t1，t2] 時間段中開通Q3，則Q3是零電壓開通。開通Q3時，由于原邊電流方向不變，Q3上不會立即有電流流過。原邊電流ip仍然流過D3，主變壓器原邊，漏感Lk和Q4，形成環流。
?。?）開關模態4
[t2，t3]時間段：t2時刻關斷Q4以后，原邊電流ip給C4充電，給C2放電。由于Vab= -Vc4，副邊整流管D2和D3開始導通，這使得整流橋工作在四只管子都導通的續流狀態。在反向電壓的作用下，ip下降速率增大。
?。?）開關模態5
[t3，t4]時間段：t3時刻，C2放電至0，C4充電至Vi。Q2的反并二極管D2自然導通。這個時間內開通Q2，則Q2是零電壓開通。此外，原邊電流ip在-Vi的作用下，迅速下降。
（6）開關模態6
[t4，t5] 時間段：原邊電流ip在-Vi的作用下減小至0并反向增加，但這時的原邊電流很小，無法向負載輸送能量，因此副邊整流管仍然工作在續流模式下，直至t5時刻，原邊電流反向增大，足以給負載供電。此后原邊電流經回路Q2，漏感Lk，主變壓器原邊，Q3向負載供電，切換過程結束。
5 ZVS移相控制軟開關控制方式存在的問題
由以上分析可以看出，ZVS移相全橋變換器要實現軟開關，必須在有限時間內有足夠的電流抽取開關管并聯電容(附加并聯電容與結電容之和)上的電荷，使開關管兩端電壓下降至0。既然ZVS移相全橋變換器軟開關的實現與原邊電流有關，那么在負載較輕的情況下，原邊電流較小，使得零電壓開關難實現，這是ZVS移相全橋變換器最大的缺點。
實際上超前臂和滯后臂實現軟開關的條件有所差別。超前臂開關時，副邊整流管工作在整流狀態，輸出濾波電感相當于串聯在原邊漏感上，電流變化率小，開關管并聯電容上的電荷抽取速度快。滯后臂開關時，副邊整流管工作在續流狀態，只有原邊漏感維持原邊電流，電流變化率大，開關管并聯電容上的電荷抽取速度慢。因此滯后臂軟開關實現較超前臂為困難，這也是ZVS移相全橋變換器的缺點。
為了讓滯后臂實現ZVS更加容易，增大原邊電流成了最直接的想法。原邊電流的增大可以用增加勵磁電流，或增大漏感(或外加的諧振電感)來實現。
[t2，t4]時間段，主變壓器原邊的電流尚未衰減到零、或恰好衰減到零，變壓器初級處于續流狀態,其兩端的電壓為零；[t4，t5]時間段，開關功率管Q2、Q3剛剛要開又未完全開通。從變壓器退出續流狀態，到t5時間后開關管完全開通，變壓器并不輸出電壓，該段時間(圖6陰影部分)即為丟失的占空比。占空比丟失是因電感剩余儲能造成的。由于電感儲能和流過電流的平方成正比，故重載時占空比丟失較為嚴重。即在原邊承受方波電壓時，由于支路上電感的存在，原邊電流較小，無法向副邊輸送能量，反映為副邊輸出的占空比較原邊為小。即ZVS移相造成了輸出占空比丟失，也是ZVS移相全橋變換器的缺點。
此外，如圖6所示，[t1，t2]時間段原邊電流在D2，主變壓器原邊，Lk，Q4之間形成環流的時候，電路仍處在續流模式。這表示電路中存在較大的環流，環流在半導體器件尤其是反并二極管中消耗較大能量，造成效率降低。而按前邊的討論，環流越大，軟開關越容易。軟開關提高的效率和環流降低的效率之間的矛盾，也是ZVS移相全橋變換器的缺點之一。
6 結束語
綜上所述，ZVS移相全橋變換器存在輕載難以實現軟開關、滯后臂軟開關實現困難、占空比丟失與軟開關條件相矛盾、以及環流損失相當一部分效率四大固有缺點，這些缺點仍然是今后需要繼續研究解決的問題。