即使是對經驗最豐富的電源設計人員來說，要在一個小體積內實現電源效率最大化也不是一件容易的事。需要小型電源設計的設備有很多，比如平板顯示器、機架式電腦設備和電信及航空底盤安裝設備。在給定時間內，這類設備可能需要為負載提供數百瓦的功率。例如，1U機架式應用中采用的典型12V、300W電源有尺寸限制，最大高度不超過1.75 英寸 (44.45 mm)，并包含1個或多個風扇以進行強制空氣冷卻。但對于高度限制小于1U的系統，強制空氣冷卻也許不可行，這意味著必須采用成本高昂的大表面積薄型散熱器來實現散熱管理。因此，最大效率設計至關重要，因為其對減小散熱器的尺寸與成本、提高設計的整體可靠性有直接的影響。

　　在大多數情況下，工作在這些功率水平的AC-DC電源需要某些類型的有源功率因數校正(PFC)。需要PFC與否取決于幾個標準：功率水平、終端應用、設備類型和地理位置，此外通常還需要受EN6100-3-2 或 IEEE 519等規范的指導。對于AC-DC電源，一般把一個非隔離離線升壓預轉換器用作PFC級，其DC輸出電壓作為下游隔離DC-DC轉換器的輸入。由于這兩個轉換器是彼此串聯的，故總體系統效率ηSYS為每個轉換器的效率的乘積：

                (1)

　　由式(1)顯然可見，在選擇最佳電源拓撲以及兩個轉換器級的控制技術時，必須進行謹慎全面的考慮。一種具有眾多高效特性的系統解決方案是結合交錯式雙臨界傳導模式(BCM) PFC與隔離式DC-DC轉換器，其中，前者后面跟著不對稱半橋(AHB)，后者采用了帶自驅動同步整流器(synchronous rectifier，SR)的倍流整流器次級端（current doubler rectifier secondary）。

圖1. 12V、300W、小型通用 AC-DC電源。

　　對于300W-1kW范圍的PFC轉換器，應該考慮選擇交錯式臨界傳導模式(BCM) PFC，因為在相似的功率水平下，它的效率要高于連續傳導模式(CCM) PFC控制技術。交錯式BCM PFC基于一種可變頻率控制算法，在這種算法中，兩個PFC升壓功率級彼此同步180度錯相。由于具備有效的電感紋波電流消除，EMI濾波器和PFC輸出電容中常見的高峰值電流得以減小。輸出PFC大電容受益于紋波電流消除是因為流經等效串聯電阻(ESR)的AC RMS電流減小。另外，由于升壓MOSFET在依賴于AC線的零電壓開關(ZVS)下關斷，在零電流開關(ZCS)下導通，故可以進一步提高效率。對于350W的交錯式BCM PFC設計，MOSFET散熱器可去掉，如圖1所示。另一方面，CCM PFC設計中使用的升壓MOSFET則易受與頻率相關的開關損耗的影響，而開關損耗與輸入電流及線電壓成比例。通過在零電流時關斷交錯式BCM升壓二極管，可避免反向恢復損耗，從而允許使用成本低廉的快速恢復整流二極管，而且在某些情況下可以無需散熱器。對于CCM PFC設計，反向恢復損耗是無可避免的，為解決這一問題，常常在二極管上并聯一個RC緩沖器(但這樣做會降低效率)，或者是采用較高性能的碳化硅二極管(會增加相關成本)。

　　對于隔離式DC-DC轉換器設計，半橋是一個很好的拓撲選擇，因為它有兩個互補驅動的初級端MOSFET，且最大漏源電壓受限于所加的DC輸入電壓。半橋拓撲有兩種變體，即LLC 和不對稱半橋(AHB)，都廣獲采用，部分原因在于有專用于這些拓撲的功率管理控制IC 銷售。LLC通過可變頻率控制技術，利用與功率水平設計相關的寄生元素來實現ZVS。不過，由于經調節的DC輸出只使用電容濾波，這種拓撲最適合的是輸出紋波較低、輸出電壓較高的應用。對于離線DC-DC應用，一般規則是：當輸出電壓大于12VDC 時，最好選擇LLC。

　　對于300W, 12V DC-DC轉換器，AHB是一種高效的選擇。它采用一種固定頻率控制方法。由于初級電流滯后于變壓器的初級電壓，故可為兩個初級MOSFET的ZVS提供必要條件。類似于LLC，利用AHB實現ZVS的能力也取決于對電路寄生元素的透徹了解，比如變壓器漏電感、匝間電容和分立式器件的結電容。相比LLC控制中采用的可變頻率控制方法，固定頻率方案可以大大簡化次級端自驅動同步整流(SR)的任務。自驅動SR的柵極驅動電壓很容易由變壓器次級端推算出來。增加一個低端MOSFET驅動器，比如圖2所示的雙路4A FAN3224驅動器，就可以精確給出通過MOSFST米勒平坦區的電平轉換和高峰值驅動電流，從而確保快速高效的SR開關轉換。 

圖2. FAN3224，利用 倍流整流器實現自驅動同步整流(SR)。

　　這種倍流整流器可用于任何雙端電源拓撲和大DC電流應用，它具有好幾個突出的特性。首先，其次級端由一個簡單繞組構成，可簡化變壓器結構。其次，由于所需的輸出電感被分配在兩個電感器上，因大電流流入次級端而產生的功耗得到更有效的分布。第三，作為占空比(D)的函數，兩個電感紋波電流彼此抵消。抵消掉的兩個電感電流之和擁有兩倍于開關頻率的視在頻率(apparent frequency)，故允許更高的頻率，此外流入輸出電感的峰值電流更低。最后，在對稱轉換器 (推挽式、半橋、全橋) 中，每一個倍流電感都輸送一半輸出電流，而AHB卻不盡然。

　　加在次級端整流器上的電壓不對稱可能是AHB的缺點之一。當 AHB在其限值D=0.5附近工作時，加載的SR電壓幾乎可達到匹配 。然而，更合理的方案是，通過對變壓器的匝數比進行設計，使D在額定工作期間保持在0.25

　　為了說明該解決方案的可行性，采用一個交錯式雙BCM PFC升壓預調節器來滿足表1所示的規格，調節器之后是一個帶自驅動SR的不對稱半橋DC-DC轉換器，如圖1所示。 

表1. 小型AC-DC電源設計規格。

　　表1中的規格是對全部設計要求的簡單小結。主要設計目標如下：

　　1. 在盡可能寬的范圍上獲得最大效率。

　　2. 實現盡可能小的設計尺寸。

　　3. 散熱器的使用和尺寸最小化。

　　在盡可能寬的負載范圍上獲得最大效率需要對每一個功率水平的材料和元件選擇進行仔細考慮，尤其是在磁性設計方面。由于交錯式BCM PFC的頻率可能高至數百kHz，且變化多達10:1，升壓電感必需定制設計。采用適當等級的等效多股絞合線可以盡量減小AC損耗，而AC損耗正是BCM PFC升壓電感中銅損耗的主要部分。應該采用適合于高頻工作的開氣隙的鐵氧體材料，對于本例，選擇EPCOS的N87材料制作薄型EFD30鐵氧體磁芯組。測得的PFC效率如圖3所示。

圖3. 交錯式BCM PFC 測得的效率 (100%=330W)。

　　對于300W小型 AHB變壓器，一種解決方案是采用兩個水平磁芯結構：初級端繞組串聯，次級端繞組并聯。這里必需使用兩個變壓器，因為每個磁芯的橫截面積Ae差不多是避免飽和所必需的150mm2的一半。要在一個不到20mm的小型元件上設計橫截面積150mm2的傳統形狀的磁芯是不可能的事情。類似于BCM PFC電感設計，這里也采用絞合線和高頻鐵氧體磁芯材料來保持高效率。最后一個重要設計步驟是把AHB變壓器中的漏電感量控制在允許范圍之內。對于ZVS，需要某些特定的漏電感值，對于自驅動SR，需要調節時序延遲。在本設計中因變壓器產生的有效泄漏被優化為7µH，也就是總體有效磁性電感的1.5%。300W AHB DC-DC轉換器測得的效率結果如圖4所示。

圖4. AHB 390V to 12V/25A，DC-DC 測得的效率(100%=300W)。

　　滿負載效率主要由轉換器功率水平的傳導損耗來決定，因此，在這些條件下，幾乎沒有一種控制器有所助益。不過，要保持較高的輕載效率，倒有好幾種控制器技術可供考慮。FAN9612是一款交錯式雙BCM PFC控制器，其利用一個內部固定最大頻率鉗位來限制輕載下和AC輸入電壓的過零點附近的與頻率相關的Coss MOSFET開關損耗。在AC線電壓部分VIN>VOUT/2期間，采用谷底開關技術來感測最佳MOSFET導通時間，進一步降低Coss電容性開關損耗。另一方面，當VIN

圖5. PFC 相位管理 (1→2, 19%=64W ；2→1, 12%=42W)。

　　AHB隔離式DC-DC轉換器的實現方案可采用AHB控制器FSFA2100來實現。FSFA2100在單個9腳SIP功率半導體封裝中集成了脈寬調制(PWM)控制、柵極驅動功能以及內部功率MOSFET。這種先進的集成度讓設計人員利用較少的外部元件即可獲得高達420W的極高效率。把這三大關鍵功能整合在單個封裝中，可避免對ZVS所需的死區時間的編程任務，并把內部驅動器與MOSFET之間的柵極驅動寄生電感減至最小。SIP功率封裝中的功耗大部分源于內部MOSFET的開關，因此需要一個小型擠壓式散熱器，尤其是對無強制空氣冷卻的300W設計。

　　總的AC-DC 系統包括輸入EMI濾波器、橋式整流器、交錯式BCM PFC 和 AHB DC-DC，它獲得的總體效率如圖6所示。在Vin=120VAC時，該設計峰值效率為91%；Vin=230VAC 時為92% ；Vin=120VAC 或 230VAC ，以及POUT>38% (114W)時，大于90%。 

圖6. 測得的總體系統效率(包含了EMI濾波器)。

　　磁性元件設計、功率半導體選擇、PCB版圖、散熱器選擇以及控制器特性，所有這些都必須完全協同工作，才能成功實現一個在大負載范圍上可獲得高效率的小型AC-DC電源設計。對于一個特定應用，根據系統的具體要求，可能有一個以上的理想解決方案。本文討論的設計只是從普通AC輸入到需要PFC和高度僅18mm的小型 12V、 300W設計獲得高效率的一個例子。