1、  引言

　　半導體功率器件失效的原因多種多樣。換效后進行換效分析也是十分困難和復雜的。其中失效的主要原因之一是超出安全工作區（Safe Operating Area簡稱SOA）使用引起的。因此全面了解SOA，并在使用中將IGBT的最大直流電流IC和集電極—發射極電壓Vce控制在SOA之內是十分重要的。SOA分為正偏安全工作區（FBSOA）、反偏安全工作區（RBSOA）、開關安全工作區（SSOA）和短路安全工作區（SCSOA）。

　　2、  各安全工作區的物理概念

　　IGBT的SOA表明其承受高壓大電流的能力，是可靠性的重要標志。

　　2.1正偏安全工作區（FBSOA）

　　FBSO是處于Vge>閾值電壓Vth的輸出特性曲線的有源區之內，如圖1所示。圖1中ABCDO所包圍的區域為直流安全工作區。AB段為tc=80℃限制的最大直流電流Ic。B點對應的IC和Vce的乘積等于最大耗散功率Pcm。BC段為等功耗線。CD段為二次擊穿限制的安全工作區的邊界，此段不是等功耗。隨著Vce的增加功耗下降，Vce越高功耗越低。這說明高電壓強電場狀態更容易出現失效。

　　由圖1可見，隨著脈沖寬度減小SOA擴大。這里要說明的是手冊給的FBSOA，除DCSOA之外。一定脈沖寬度下的脈沖SOA，均是單脈沖安全工作區。而且FBSOA只考慮導通損耗，不包括開關損耗。所以FBSOA只適用功率放大器的A類、B類及短路工作沒有開關損耗的工作狀態。對于一定脈寬和占空比的連續工作，其安全工作區應使用瞬態熱阻曲線的計算來確定。

　　2.2反偏安全工作區（RBSOA）

　　RBSOA是表明在箝位電感負載時，在額定電壓下關斷最大箝位電感電流Ilm的能力。Ilm一般是最大DC額定電流的兩倍，而額定電壓接近反向擊穿電壓。PT型IGBT和NPT型IGBT的反偏安全工作區略有不同。PT型IGBT的RBSOA是梯形SOA，NPT型IGBT的RBSO是矩形SOA。如圖2所示。可見NPT型IGBT。在額定電壓下關斷箝位電感電流的能力強于PT型IGBT。因此，PT型IGBT不適用于電感負載電路和馬達驅動等電路，而且短路持續時間TSC較短，一般不給出短路安全工作區。所以，NPT型IGBT的可靠性高于PT型IGBT。

　　2.3開關安全工作區（SSOA）

　　開關字全工作區如圖3所示。由圖2和圖3可見，SSOA和RBSOA相似，都是矩形的。所不同的是RBSOA只考慮關斷時承受高電壓大電感電流的能力。SSOA不僅考慮關斷狀態，同時也考慮開啟瞬間。所以SSOA兼顧FBSOA和RBSOA兩種狀態的考慮。另外，縱坐標的電流，RBSOA是Iim ；而SSOA是最大脈沖電流Icm。一個是最大箝位電感電流，一個是最大脈沖電流。而且兩者在手冊中給出的數值又是相等的?，F在有的公司只給出SSOA，不再給出FBSOA和RBSOA。在IGBT開啟時，往往是Vce沒有降下來，Ic就達到負載電流Il。在有續流作用時還要達到Ic +Ir r m。Ir r m為續流二極管的最大反向恢復電流，因此導通過程也存在高壓大電流狀態。

　　2.4短路安全工作區（SCSOA）

　　SCSOA是IGBT C—E間處于高壓(額定反向電壓)下，G—E間突然加上過高的柵壓Vg，過高Vg和高垮導的作用出現短路狀態，其短路電流ISC可高達10倍的額定電流IC。這和SSOA的開通狀態比較相似，但ISC>Icm。在整個短路時間Tsc中，IGBT始終處于導通狀態。在此狀態下IGBT的耗能在四種安全工作區最大，出現失效的幾率也最高。SCSOA如圖4所示。

　　3、  超SOA的失效機理

　　安全工作區，顧各思義工作在SOA內是安全的，超出將是不安全的，或引起失效。由于四種安全工作區的偏置狀態不同，超出SOA的失效機理也是不同的。FBSOA、SCSOA和SSOA的開啟狀態均為正偏，而RBSOA為反偏。眾所周知，IGBT失效的主要原因是寄生SCR的鎖定（Latch-up）和超結溫tj工作出現的燒毀。

　?。?）RBSOA的失效：在額定電壓下關斷箝位電感電流Ilm時，由于關斷來自IGBT發射極的溝道電子電流，寄生PNP管發射極注入到高阻漂移區（PNP管的是基區）的少子空穴一部經過PNP管的基區從IGBT的發射極流出。當該空穴電流Ih在NPN管的基區電阻R b上壓降Ih·R≥0.7V時，NPN管導通，其共基極放大系數αnpn迅速增大。同時由于PNP管的集電極處于高壓，集電結耗盡層寬度（Xm）很寬，使PNP管的有效基區Wb變窄，α pnp也增大。當α npn+α pnp1時出現動態鎖定而燒毀。因此直角安全區是IGBT可靠性的重要標志。由圖2可見NPT型IGBT具有直角SOA，而PT型IGBT是梯形安全工作區。這說明PT型IGBT在額定電壓下關斷的箝位電感電流Ilm比NPT型IGBT要小。其抗高壓大電流沖擊能力和短路能力都不如NPT型IGBT。

　　對于SSOA的關斷失效機理和RBSOA的失效是相同的。

　　對于FBSOA、SCSOA和SSOA的開啟狀態，三者都工作在有源區的高壓大電流狀態，因為處于正偏而瞬間電流為DC額定電流的2-10倍。IGBT中寄生的NPN管和PNP管的α npn和α pnp均隨工作電流的增加而增大。當α npn+αpnp1時出現靜態鎖定燒毀。

　?。?）SCSOA的失效：由于短路電流ISC可能高達10倍于直流額定電流，在短路時間TSC內產生的焦耳熱過量，來不及消散而產生熱燒毀。

　　例如：100A 1200V的NPN型IGBT，當TSC=10μs時產生的能量：

　　ESC=Vce·Ic·Tsc=12焦耳。

　　該能量產生在P阱PN結耗盡層X m中，耗盡層中的電場ε=1200V/Xm。這時，Xm （1200V）約為200μm，所以ε=6×104V/cm。定義εm≥3×104V/cm為強電場，現在，ε>εm電子在強電場下的漂移速度達到飽和。飽和的原因是強電場下光學波聲子散射，通過光學波聲子散射將外電場的能量傳遞給遭散射的晶格。量子物理提出一個基本事實：“盡管在固體里面電子是在密集的原子之間高速運動，只要這些原子按嚴格的周期性排列，電子的高速運動并不遭受散射”。Si單晶片和外延片中的缺陷就是晶格周期排列的破壞。缺陷密度大的部位散射截面就大，這時，從外電場接受的能量就多，該部位晶格振動就劇烈，使晶格溫度t1升高。當t1大于硅的熔點(1415℃)時，出現Si熔洞而燒毀。這就是為什么燒毀的器件解剖后均發現Si熔洞的原因。這里我們從超出SCSOA的應用為例對燒毀機理做了上述分析。對于超出SCSOA的應用為例對燒毀機理做了上述分析。對于超出FBSOA、SSOA和RBSOA一樣，只要偏置電壓和偏置電壓對應的耗盡層寬度Xm之比大于3×104V/cm，均可能產生上述燒毀。

　　解剖發現Si熔洞的面積A si約100μm2~1mm2。晶格溫度為：

T1=Ic·Vce·Tsc/Dsi ·Csii·Asi·X m       （1）

　　式中Dsi和Csi分別為Si比重和熱比。Csi=0.7焦耳/克℃，Dsi=2.328克/cm3。我們假設在10μs的短路時間內產生能量的10%讓強散射區吸收，并取Asi=1mm2，將相關數據代入（1）式得：t1=3600℃。該溫度已大大超過Si的熔點1415℃，難怪燒毀后的Si片出現熔洞。

　　4、  短路持續時間Tsc和柵壓Vg、集電極—發射極導通電壓Vce(on)越大Tsc的關系

　　圖5表示Tsc ~Vce (on)的關系曲線，可見集電極—發射極導通電壓Vce（on）越大Tsc越長。圖6表示Vg和Isc、Tssc的關系，由圖6可見隨著Vg的增加Tsc下降而Isc上升。

　　從目前IGBT生產中所用Si材料來講，有外延材料和高阻單晶材料兩種。用外延材料生產的IGBT在高壓擊穿時耗盡層穿通高阻移區而稱為PT—IGBT。用高阻單晶片生產的IGBT，由于高阻漂移區較厚，高壓擊穿時不被穿通而稱為NPT—IGBT。從溝道來分有平面柵和溝槽兩類。PT-IGBT又分為PT、SPT（軟穿通）和FS（場中止）IGBT。PT、SPT和FS-IGBT都有緩沖層，FS實際也是緩沖層，其結內電場為梯形分布。PT、SPT和FSIGBT可以做成平面柵，也可以做成溝槽柵。溝槽柵具有更低的導通壓降Vce(on)。外延PT—IGBT的最高擊穿電壓為1200V。1700V以上的IGBT多用于高阻單晶材料，其結構為NPT結構。NPT—IGBT可做成平面柵，也可做成溝槽柵。加緩沖層的NPT結構又稱FS—IGBT。

　　從短路能力來講，外延片產生的PT、SPT或FS—IGBT，手冊中均沒給出SCSOA。不能滿足Isc/Ic=103Vg≥15V，在額定電壓下Tsc達不到10μs。此結構的IGBT的Vce(on)為負溫度系數，不適于并聯使用，適于開關電源電路。不適于有短路要求的馬達驅動電路和電壓型逆變電路。用高阻單晶Si生產的NPN—IGBT和溝槽柵場終止IGBT都給出了短路額定值SCSOA。在Tsc≤10μs，NPT—IGBT在額定電壓下Isc/Ic=10，溝槽柵場終止IGBT Tsc≤10μs時，Isc/Ic=4。Tsc除了和結構有關外，尚和IGBT自身的垮導gm以及使用的Vg有關。在Vg一定的情況下，Gm越大Isc越高而Tsc越短。在不影響導通損耗的情況下，適當降低Vg使其不要進入深飽和區，可降低Isc和增加Tsc。Tsc越長過流保護電路的設計越容易滿足。

　　5、  幾個問題的討論

　　5.1 如何評價IGBT的短路能力

　　短路安全工作區實際是脈沖寬度為Tsc的單脈沖工作狀態。單脈沖下的耗散功率為

Psc= t j –t c/Z th  (T sc)            （2）

　　式中t j和t c分別為結溫和殼溫，Z th  (T sc)為脈寬下Tsc的單脈沖瞬態熱阻。短路時：

　　Psc = Vce·Isc   代入（2）式得

Isc = t j –t c/Z th  (T sc)·Vce      （3）

　　或  Z th  (T sc) = t j –t c/Vce ·Isc    （4）

　　圖7是100A/1200V NPT—IGBT的瞬態熱阻曲線。

　　當已知Tsc時，可求出脈寬為Tsc時的Z thjc。這時，t j應為150℃，t c="80"℃，代入（3）式可求短路時間下的。由（4）式可求出Vce和Ise下的Z th  (T sc)。由可用圖7查找脈動沖寬度Tsc。

　　例如：Tsc=10μ，Vce=1200V，t j =150℃和t c =80℃時求可承受的短路Ise。由圖7可查得Tsc=10μs時Z th  (T sc)=2.3×10-4℃/W，代入（3）得：Ise=253.6A。若Ise=1000A，Vce=1200V代入<4>式求出Z th  (T sc)=5.83×10-5℃/W，由圖7可知Tsc<10μs。

　　5.2Vce(on)越高越長的討論

　　NTP-IGBT的Vce(on)大于PT-IGBT的Vce(on)。在額定電壓和電流相同情況下，NPT-IGBT的Vce(on)大的原因主要其高阻漂移區W n寬，在額定電壓下對應的耗盡層寬度X m沒有完全穿透W n即W n>X m。尚存在一定厚度的高阻區所致。我們可以認為IGBT的導通電阻Rce(on)= Vce(on)/Ic。在一定的Ic下Vce(on)越高Rce(on)越大。該電阻實際上是寄生PNP的管基區的縱向電阻，它對由PNP管發射區P+注入來的空穴電流起到均流作用，這樣流過強電場區的空穴電流較均勻，使得整個空間電荷區內功率密度均勻，減緩熱點的產生，從而延長了短路時間Tsc。另外，當出現過載或短路時劇增。在Rce(on)上的壓降增加。這時耗盡層X m中的電壓為Vce(on)—Ic ·Rce(on)。所以Rce(on)（Vce(on)）越大，X m中的電場子越弱T1也就越低，Tsc就越長。

　　5.3為什么PT—IGBT不能用于馬達驅動電路

　　PT—IGBT手冊中均沒有給出SCSOA。也不希望用在有短路出現的電路。正如前述PT—IGBT是用高阻厚外延Si片產生的。高阻厚外延是重摻雜P+單晶片上，通過外延技術生長N+和N-外延層。重摻雜P+單晶片本身缺陷就較多，而外延生長過程中又要引進大量的層錯、位錯外延缺陷。所以PT—IGBT在高壓（強電場）大電流下工作，強散射區較多，容易產生發熱點，在較低能量狀態下則出現燒毀。這就是說短路時間Tsc和IGBT生產材料、工藝及結構有重大關系。

　　6 結語

　　半導體器件失效機理是一個比較復雜的問題，現在正處于認識的不斷深化階段，本文提出強電場機理，僅供分析中參考。