電動汽車技術是汽車行業的未來，電池和快速充電系統的不斷快速發展。在不犧牲充電時間的情況下，研發工作正在進行中，以確保電池的尺寸更小，并且在充電時間內的功耗最小。

太陽能光伏、風力渦輪機和儲能系統具有三相逆變器，用作主動配電網絡和分布式能源 (DER) 之間的接口。如今，帶有更緊湊固態變壓器 (SST) 的傳統笨重變壓器也需要三相逆變器來為負載供電。DER和SST給不平衡負載供電時，通常需要三相四線逆變器，為負載的零序電流提供額外的通路。

與傳統電動汽車充電器相比，碳化硅半導體器件的技術由于具有各種優勢而具有優勢。傳統上，50千瓦的電動汽車充電器有一個重1000公斤的配電變壓器和一個重200至600公斤的單獨充電單元。此外，該重量(變壓器和充電系統)需要安裝在混凝土板上。每個模塊由一個三級升壓PFC級和1600v到400v的隔離直流/DC級組成。這些模塊被設計為是可堆疊的，并支持高達450 kW和未來的800 V的電動汽車。

與傳統充電器相比，使用碳化硅，50千瓦充電器重量只有100公斤，可以安裝在墻上，使用相同的系統占用提供約4×的電力，降低了安裝成本。

控制設計

顯示了三相四線制逆變器的控制策略。第一部分顯示了建議的中性點支腿，第二部分顯示了三相四線制逆變器的閉環控制。

提出的中性腿只需要兩個額外的控制器：功率解耦控制器GR2(s)，用于解耦二階母線的波紋，以及諧波補償器(HC)，用于補償負載電流中的諧波。下一節解釋了基于sic的中性腿的控制。

控制建議的中性支腿

中性腿控制中存在中性電流控制器和功率解耦控制器。

中性電流控制器

該控制器的工作原理與傳統中性支路的控制器類似。因此，對于傳統的中性支路，所提出的中性支路可以直接采用相同的控制器。這里，假設中性線電流僅包含基波分量，則應用一個與諧振控制器并聯的簡單 PI 控制器。這里，采用低通濾波器 (LPF) 來獲取 C –的平均電壓并提取 V –的直流分量。

這里，ωc是LPF的截止頻率。100 Hz及以上的諧波分量應該被濾掉，所以ωc被設置為50 rad/s。一個PI控制器可以調節V-到Vdc/2的平均值。由上式可知，kp為比例增益，ki為積分增益ki。

為了確保中性電流通過中性電感器Ln而不是電容器C-提供，采用諧振控制器GR1(s)：

這里，ω為基角頻率，ξ1為諧振控制器的截止頻率，KR1為控制器的諧振增益。所有地方的增益GR1(s)幾乎為零，但諧振頻率ω不是零。V-將被測量為GR1(s)的反饋，以調節其基本成分為零。

功率解耦控制器

在功率解耦控制器中應用了另一個諧振控制器GR2(s)。

由上式可知，ξ2定義了截止頻率，KR2是控制器的諧振增益，GR2(s)的諧振峰為100 Hz。直流總線電流為，GR2(s)的反饋，二階分量控制為零。

該中性腿可以提供中性電流，并能同時減少直流母線波紋，中性電流控制器和功率解耦控制器同時并聯。

三相逆變器的控制

三相四線逆變器獨立工作，為不平衡負載提供平衡的三相電壓。因此，交流電壓閉環控制采用內環控制。三相由比例諧振電流和電壓控制器獨立控制。

由上式可知，K p_v 為電壓比例增益，K p_i 為電流控制器;K R_v 為電壓諧振增益，K R_i為電流控制器;并且ξ v 和ξ i 是截止頻率的系數。另外，由于功率解耦控制器G R2 (s)引起的中性點電壓變化，二次諧波需要電流控制器進行補償。因此，如上圖，HC與G P R_i (s)并聯，用于補償100Hz處的諧波：

直流母線電壓要求

由上式可知，Vdc_avg，con為平均直流總線電壓，Vdc_max，con為與常規中性腿不平衡二級功率紋波引起的最大直流總線電壓，Ceq為等效直流總線電容。直流電容

對于提供230 Vrms交流電壓的三相逆變器，選擇1200v半導體開關(Si IGBTs或碳化硅MOSFETs)。因此，直流母線電壓不應超過1,200 V。直流母線電容必須設計為直流母線電壓不超過750 V。

如圖第一個所示，Cdc是放置在開關附近的小薄膜電容器的總和，減少了電壓超調和開關諧波。由于Cdc的值可以忽略不計(10μF)，總線電容的主要部分是中性腿的電容。然而，由于電容器的串聯連接，等效的直流母線電容降低了。

· 由上式可知，Ctotal、pro和Ctotal分別為建議腿和常規腿所需的總電容。結論

· 與傳統的中性腿相比，基于sic的中性腿提供了中性電流，并減少了二階直流母線的波紋。利用基于SiC的中性支腿可以實現以下參數：

· 輸出功率：50 kW

· 輸入電壓：2400VAC

· 輸出電壓：200～500VDC

· 峰值效率：97.6%

· 功率因數：≥98

· 輸入電流THD：≤5%

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