0 引言

    在光伏并網發電系統中，傳統的兩電平逆變器只有兩個輸出電平+v_PV和-v_PV，在高頻開關下工作，會帶來很大的電流諧波、功率損耗和電磁干擾等問題，不能向電網輸送高質量電能^[1-2]。

    多電平逆變器（Multilevel Inverters，MLI）可以利用低功率器件獲得高壓，輸出多個不同電壓等級，降低總諧波失真（THD），減小了濾波器尺寸，同時具有器件開關頻率低、損耗小、電壓應力低等優點，在高壓大功率場合得到廣泛應用^[3-5]。常規的多電平逆變器拓撲分為三種：中性點鉗位（NPC）、飛跨電容（FC）和級聯H橋（CHB）多電平逆變器^[6-8]。NPC-MLI多電平逆變器電路結構和調制控制方法簡單，不需要額外的獨立直流電源，但需要較多數量的鉗位二極管；FC-MLI的開關狀態組合靈活，需要大量的箝位電容和考慮飛跨電容電壓不平衡等問題。CHB-MLI不需箝位二極管和箝位電容，控制方式簡單，但需要數量眾多的獨立直流電壓源^[9-10]。如何在保證相同電平輸出的同時減少電力電子器件數量是目前研究多電平逆變器的重點。不對稱多電平逆變器的提出滿足這一需求^[11-13]。文獻[11]將對稱和不對稱的兩種逆變器結構進行對比分析，級聯不對稱拓撲為九電平逆變器仿真輸出，結論與傳統MLI相比，不對稱MLI能夠保證最大電平輸出并具有更少的開關管、二極管和電容器等器件。在提出的新型不對稱五電平^[12]和七電平^[13]逆變拓撲中得到同樣的驗證。

    本文從減少開關器件，確保電平輸出的角度出發，提出了一種單相不對稱T型五電平逆變拓撲（Asymmetric T-type five-level HB，A-T5L-HB）。該拓撲在相應的開關控制策略之下，完成了五電平輸出。對于無變壓器型逆變器，為保證能夠安全并網工作，該拓撲的漏電流也符合國際標準要求范圍。

1 A-T5L-HB拓撲結構和工作原理

1.1 A-T5L-HB拓撲結構

    新型A-T5L-HB拓撲結構如圖1所示。它由基本H橋和T型橋兩部分組成，其中T型橋位于H橋和直流分壓電容C₁、C₁之間，是一對相反的功率管和二極管組成的并聯橋路。該拓撲用可雙向導通的少量的開關器件在相應的調制策略下實現五電平輸出，無需考慮電容電壓不平衡問題，效率高于傳統多電平逆變器，泄露電流也符合國際標準。

1.2 工作原理

    為了完整地輸出五電平，圖2(a)～(f)分別描述了A-T5L-HB拓撲正負半周期的六個工作狀態，詳細過程闡述如下：

    (1)工作狀態1，在載波信號的正半周期，S₁、S₄導通，其他關斷，對應基本H橋正常工作狀態，如圖2(a)所示。電流通過開關管S₁、濾波電感L₁、電網U_g、濾波電感L₂，經開關管S₄返回。此時輸出電壓v_AB=v_PV。

    (2)工作狀態2，無功傳輸階段，開關管S₄保持導通，開關管S₁關斷，S₆導通，二極管D₂承受正向電壓導通，如圖2(b)所示。電流通過開關管S₄、分壓電容C₂、二極管D₂和開關管S₆流向濾波電感和電網。此時輸出電壓v_AB=v_PV/2。

    (3)工作狀態3，在開關管S₅導通的死區時間，導通開關管S₃和S₄，電流流向如圖2(c)所示，此時輸出電壓為v_AB=0。

    (4)工作狀態4，在載波信號的負半周期，S₂、S₃導通，其他關斷，對應基本H橋正常工作狀態，如圖2(d)所示。電流通過開關管S₂、濾波電感L₂、電網U_g、濾波電感L₁，經開關管S₃返回。此時輸出電壓v_AB=-v_PV。

    (5)工作狀態5，無功傳輸階段，開關管S₂保持導通，開關管S₃關斷，S₅導通，二極管D₁承受正向電壓導通，如圖2(e)所示。電流通過二極管D₁和開關管S₅、分壓電容C₂和開關管S₂流向濾波電感和電網。此時輸出電壓v_AB=-v_PV/2。

    (6)工作狀態6，在開關管S₆導通的死區時間，導通開關管S₁和S₂，電流流向如圖2(f)所示，此時輸出電壓為v_AB=0。

    綜上所述，這六個工作狀態在相應的開關驅動下完成了-v_PV、-v_PV/2、0、v_PV/2和v_PV五個電平的電壓輸出。

2 開關驅動信號

    為更清晰地觀察開關狀態，將上述六個工作狀態總結如下，具體如表1所示。v_AN和v_BN分別表示A、B兩點的對地電壓，v_AB為逆變輸出電壓，v_PV為光伏直流電源電壓。數字1和數字0用以表示開關S₁~S₆的導通和關斷狀態，“1”代表開關為導通狀態，“0”代表開關為關斷狀態。

    根據五電平逆變器工作狀態的分析，可以總結出6個開關管S₁~S₆的開關狀態。其中，開關管S₂和S₄在電網周期內，以基波頻率開斷一次，正半周期，S₄始終導通，S₂保持關斷；負半周期，S₂始終導通，S₄保持關斷。開關管S₁和S₃在不同電平階段以高頻方式開斷。開關管S₅（或S₆）與S₁和S₃以互補方式開斷。根據傳統的多電平逆變器載波位移的控制策略，結合提出五電平逆變器開關管的開關狀態，研制載波移相CPS-PWM（Carrier Phase Shift-PWM）控制策略，如圖3所示。將三角載波信號分成四個等寬的載波信號，載波信號的初始相位依次移動90°，與參考正弦波信號相比較得出控制開關管的脈沖信號。 在水平和垂直方向分成四個區域，代表逆變器不同的工作狀態和不同的電平分區。區域1：對應工作狀態1，輸出電平從v_PV/2變為v_PV；區域2：對應工作狀態2，輸出電平從0變為v_PV/2；區域3：對應工作狀態5，輸出電平從0變為-v_PV/2；區域4：對應工作狀態4，輸出電平從-v_PV/2變為-v_PV。

3 仿真驗證

    為了驗證A-T5L-HB拓撲在CPS-PWM控制策略的五電平輸出，在MATLAB/Simulink中進行仿真。圖4仿真輸出的是載波在低頻下的開關驅動狀態，與開關驅動信號中的分析一致，調整為高頻驅動分別用于新型拓撲開關S₁~S₆的控制。

    新型A-T5L-HB逆變拓撲的仿真輸出如圖5所示。在圖5中可以觀察到輸出電壓v_AB的波形，在光伏直流電源值為400 V時，五電平輸出分別為-400 V、-200 V、0 V、200 V和400 V。對輸出電壓v_AB的波形進行FFT分析，結果在圖6中給出，電壓的諧波畸變率THD為28.44%，與文獻5中記錄的傳統級聯單相五電平逆變器（THD為36.56%）相比較，諧波畸變率下降。負載電流輸出波形如圖7所示，近似為正弦波輸出，但有諧波注入。對該波形進行FFT分析，結果如圖8所示，得出負載電流的THD為4.23%，符合國際標準IEEE-1000的規定，并網電流諧波畸變因數(THD)在5%以下。

    對于無變壓器型逆變器，因共模電壓不穩定造成的漏電流依然會有電磁傳導和諧波注入等問題，嚴重時對人身安全構成威脅，所以安規中對于漏電流的限制為不超過300 mA。共模電壓和漏電流的波形如圖9和圖10所示。理論上，共模電壓應該穩定為某一定值，但由于五電平逆變器電壓輸出多個電平，共模電壓值在100 V~200 V之間波動，具體波形如圖9所示。由此引發的漏電流在逆變器工作時不規則變動，波形如圖10所示。可以看到，電流值在一定范圍內變化，峰值最高在100 mA附近，未超過安全范圍。

4 結論

    本文提出了一種新型不對稱五電平逆變拓撲，即A-T5L-HB拓撲。介紹了該拓撲的基本結構并詳細分析了它的工作原理，研制了相應的載波移相（CPS-PWM）控制策略，最后用仿真進行了驗證，得出以下結論：(1)新型A-T5L-HB拓撲由6個開關管和2個二極管組成，與傳統的五電平逆變器相比較，具有更少的電力電子器件和損耗；(2)新型A-T5L-HB拓撲在CPS-PWM控制策略下完成了五電平輸出，輸出電壓和電流的諧波畸變小，能夠很好地應用于光伏逆變系統；(3)由于缺少電氣隔離，漏電流不可避免，新型A-T5L-HB拓撲因共模電壓波動引起的漏電流符合標準范圍，因此該拓撲在光伏系統中能夠安全可靠運行。

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作者信息:

路  蓮，邊敦新，黃  鈺，甘德強

（山東理工大學 電氣與電子工程學院，山東 淄博255049）