0 引言

    各種電力電子變換器系統離不開集成芯片與功率開關，因而需要輔助電源為其中的控制電路、驅動電路、調理與采樣電路以及傳感器等提供+5 V、±15 V等各種等級的輔助工作電壓，輔助電源已成為電力電子變換器的重要組成部分。輔助電源的輸入由電力電子變換器母線電壓提供，為了保證電力電子變換器的穩定運行，不論母線電壓如何變化，輔助電源均要穩定工作，即輔助電源應能在高電壓和寬輸入范圍內輸出穩定的電壓，保證電力電子變換器的正常工作。

    文獻[1]中輔助電源使用LLC諧振變換器拓撲，該拓撲對諧振參數較為敏感，且僅在諧振點附近效率較高，不適合應用于寬電壓輸入場合。相比其他拓撲，反激變換器結構簡單、體積小、占空比變化范圍寬，是輔助電源的理想選擇。文獻[2-4]中高電壓寬輸入輔助電源均采用了單端反激拓撲結構，但單端反激變換器開關管關斷時承受的電壓等于最大直流輸入電壓、副邊折射電壓以及漏感尖峰電壓之和，在高輸入電壓時開關管電壓應力很大，導致開關管成本大大增加。文獻[5]采用兩個反激變換器串聯來解決單管電壓應力大的問題，但是需要額外增加兩串變壓器繞組，這增加了變壓器體積，產生的損耗也是單管反激變換器的兩倍，隨著風力發電與光伏發電等高電壓寬輸入電力電子變換器應用范圍的不斷擴大，急需研發與高電壓寬輸入電力電子變換場合相適應的輔助電源。雙管反激電路開關管所承受的電壓應力僅為直流輸入電壓，開關管關斷時的漏感能量通過二極管回饋到直流輸入電源，不需加入RCD吸收電路，是高電壓寬輸入輔助電源的理想選擇^[6]，本文對此進行研究與設計。

1 雙管反激變換器工作原理分析

    雙管反激拓撲如圖1所示，其中S₁、S₂為功率開關管，D₁、D₂為輸入端二極管，D₃是輸出端二極管，C為輸出濾波電容，R為輸出負載，L_m為原邊繞組勵磁電感，L₁為原邊繞組漏感，N₁為原邊線圈匝數，N₂為副邊線圈匝數；U_bus為輸入電壓，U_o為輸出電壓，i_L1為原邊線圈電流，i_L2為副邊線圈電流，i_D為二極管D₁、D₂的續流電流。

    反激變換器有連續工作模式(Continous Conduction Mode，CCM)和斷續工作模式(Discontinous Conducion Mode，DCM)兩種工作模式。與CCM相比， DCM的主要優點為：(1)可以降低磁芯尺寸，提高磁芯利用率，減小系統體積。(2)副邊整流二極管關斷時電流應力很小。因為在開關管下一次導通之前，二極管D3已經完全關斷，所以DCM模式無副邊二極管反向恢復帶來的問題，在寬輸入電壓中的高壓場合，這種優勢更加明顯，因此本文設計的雙管反激輔助電源主要工作在DCM下。圖2為雙管反激變換器在DCM模式的工作波形，具有如下四個工作模態：

    模態1(t₀～t₁)：t₀時刻，開關管S₁、S₂同時開通，電力電子變換器系統提供的直流輸入電源U_bus為變壓器原邊勵磁電感L_m和漏電感L₁提供能量，原邊電感電流以斜率di_L1/dt=U_bus/(L_m+L₁)線性上升。二極管D₁、D₂處于截止關斷狀態。副邊電感電壓下正上負，二極管D₃反向截止，副邊無電流流通，負載由電容提供能量。

    模態2(t₁～t₂)：t₁時刻S₁、S₂同時關斷，漏感電流開始下降，原邊電感兩端電壓反向，使得二極管D₁、D₂立刻導通，鉗制了由于漏感所引起的原邊繞組感應電勢，使之鉗位在輸入電壓U_bus，將多余的能量反饋給輸入電源，開關管S₁、S₂所承受的反向電壓均為U_bus，此時副邊電感向電容充電，同時也給負載提供能量。

    模態3(t₂～t₃)：t₂時刻原邊電感電流值i_L1下降到零，勵磁電感向副邊電感傳輸能量完畢，鉗位二極管D₁、D₂關斷，i_D降為零，i_L2達到最大值，開關管S₁、S₂兩端電壓下降至[U_bus+(N₁/N₂)×U_o]/2。此時，由副邊電感向電容和負載提供能量。

    模態4(t₃～t₄)：t₃時刻副邊電感放電結束，副邊電感電流i_L2為零，由副邊電感產生的折射電壓變為0 V，此時原邊開關承受的電壓為U_bus/2。當到達t₄時刻新的工作周期開始。

    從上述工作模態分析可見，雙管反激變換器開關管最高電壓應力僅為直流輸入電壓U_bus，遠小于單管反激變換器開關管的電壓應力，可見雙管反激變換器適用于高電壓寬輸入場合。

2 電流控制型雙管反激變換器的穩定性分析

2.1 電流型PWM控制原理

    雙管反激輔助電源采用電流型PWM控制，其控制原理圖如圖3所示。設基準電壓為U_ref，輸出電壓為U_o，采樣電阻電壓U_s，直流輸入電壓為U_bus，R_s為采樣電阻。電流型PWM控制電路以電壓U_o為外環控制，將電路輸出電壓U_o與基準電壓U_ref經過誤差放大器得到電壓U_e，通過采樣電阻R_s輸出的電感電流采樣信號U_s作為電流內環，電感電流采樣信號U_s與誤差放大器的輸出信號U_e進行比較，當U_s的值達到U_e時，脈寬比較器狀態翻轉，鎖存器復位，PWM置低電平，功率管截止，實現對輸出脈沖占空比的控制。

    由于引入了電流反饋，電流型PWM控制使系統的性能具有下列優點：(1)具有良好的線性調整率；(2)具有快速的輸入輸出動態響應；(3)能夠有更強的負載電流調整能力。但電流型PWM控制由于電流環的引入，也帶來了問題。

2.2 電流型PWM控制存在的問題

    由于電流環的引入，電路容易引起次諧波振蕩問題。對于一些供電不穩定的電力電子變換器系統，如光伏發電和風力發電等系統，這些系統受環境影響較大，輔助電源直流輸入電壓會突然發生較大波動，導致輔助電源的占空比突然發生變化，電路更加會產生次諧波振蕩問題^[7]。

    若輔助電源工作在CCM下，電流擾動放大圖如圖4(a)所示，設電流的上升斜率和下降斜率分別為k₁、k₂，Δi₀為t₀時刻外部引入的擾動值，Δt為引入外部擾動量后電流上升時間變化值，Δi₁為t₁(第1個開關周期結束)時刻電流變化量，Δi₂為t₂(第2個開關周期結束)時刻電流變化量。根據斜率公式可得：

    由式(5)可知，要想擾動量對系統影響小，式(5)必須要收斂，即k₂/k₁<1，即開關管占空比不能大于50%，系統才能在若干周期后趨于平穩。若k₂/k₁>1，即占空比超過50%，電感電流的上升時間大于整個周期的50%，那么電流下降時間就小于一個周期的50%。在較短的時間內，電流還沒有來得及回到初始狀態值，下一個工作周期接著又開始了，在這個工作周期內的初始電流變大了。在接下來的一個周期內，電流很快就上升到由誤差放大器輸出設定的峰值，開關管很快關斷，開關管導通時間變短，占空比變窄，和上一個周期相比，這個周期的占空比減小到50%以內，但是這樣又導致關斷時間太長，下一個周期電流的初始值太小，電感上升到峰值時間變長，使得占空比再一次超過50%，最終會導致電流發生次諧波振蕩。

    若輔助電源工作在DCM下，電流擾動放大圖如圖4(b)所示，電流i在一個開關周期結束之前就已經變為零了，擾動電流Δi₀也跟著變為零，故擾動量不會引入到下一個周期內，輔助電源能夠穩定的工作在DCM下。

    對于寬輸入電壓的電力電子變換器輔助電源，雖然按照DCM設計，但是由于輸入電壓范圍較寬，低壓重載的情況下很有可能從DCM過渡到臨界模式或CCM，也就是不能保證輔助電源一直工作在DCM下，低壓情況下輸出占空比很可能會大于50%，這樣很容易引起次諧波振蕩問題，為此需要加入2.3節的斜波補償電路設計。

2.3 斜坡補償電路的設計

    要想解決電流環次諧波振蕩問題對系統的影響，需要改變k₂與k₁的比值，使其小于1。設電流環加入一個正斜率為k、周期和功率開關周期一致的補償斜坡，則式(3)可變為：

    當系統為滿占空比的時候，有k>0.5k₂。所以只要k>0.5k₂，系統必然能達到穩定。

    以電流控制型芯片UC3842為例，斜坡補償電路由圖5中Q3、R8、R9構成，其中射極跟隨器Q3的作用是實現阻抗變換，減小振蕩網絡與斜坡補償網絡的影響，避免對開關頻率產生干擾。由于采樣電阻R_s較小，補償電壓U_osc作用在R_s上的電壓可忽略，則補償之后芯片3腳上的電壓為： 

    其中U_s為采樣電流得到的電壓，U_osc為補償電壓，U_osc=(ΔU/Δt)t_on(由UC3842數據手冊可知ΔU為振蕩器幅值的1.6~1.8倍，一般取1.8，Δt=0.45×R7×C7，t_on為開關管開通時間)。

    由上述分析可知只有k>0.5k₂，才能實現斜坡補償。由式(10)可知補償電壓斜率(t_on前面的系數)中ΔU/Δt為定值，只有選取合適的R8和R9，才會使得補償斜率k大于輸出電感電流斜率k₂的一半^[8]。補償斜率k為電壓斜率，故需將輸出電感電流斜率k₂折算為原邊電壓斜率，得到(N_s/N_p)(R_s)(k₂/2)，即得到式(11)：

    其中N_s為副邊繞組匝數，N_p為原邊繞組匝數，k₂是輸出電感電流下降斜率，即k₂=U_o/L_o，U_o為輸出電壓，L_o為對應繞組的電感值。

3 電流控制型雙管反激變換器啟動電路設計

3.1 傳統啟動電路

    本文雙管反激變換器采用電流型控制芯片UC3842進行控制，UC3842通常采用圖6所示電路作為啟動電路，由數據手冊可知，UC3842最小啟動電流為11 mA，則啟動電阻R1約為140 V/0.011=12.7 kΩ，啟動電阻R1的功率約為1.54 W，考慮到輔助電源的輸入電壓范圍較寬，電阻的功率需要預留3~5倍的余量，為了使輔助電源長期工作在穩定狀態，電阻功率至少要達到7.5 W，圖6所示啟動電路損耗較大。而且在啟動完成之后，電阻上的損耗隨輸入電壓的增大而增加，若以最大輸入電壓為600 V時來算，啟動電阻的損耗約為(600 V～15 V)²/(12.7×10³)=26.94 W，所以圖6所示的傳統啟動電路并不適用于高電壓寬輸入場合。

3.2 低損耗啟動電路

    本文對采用電流型控制芯片UC3842的雙管反激變換器提出圖7所示的低損耗啟動電路。圖7與圖6相比多加了MOS管Q1和Q2，分別實現啟動電路的自啟動和自關斷。圖7中R1為啟動電阻，D1、D2、D3為二極管，ZD1為13 V的穩壓二極管，ZD2為15 V穩壓二極管。電路剛上電時，通過ZD1穩壓管將開關管Q1的V_gs電壓穩定在13 V使其開通，由U_bus通過啟動電阻R1為芯片UC3842提供工作電壓。當電路達到穩定工作狀態后，反饋繞組上的電壓達到芯片正常工作電壓15 V，此時MOS管Q2開通，TP點被接地置低，啟動回路的MOS管Q1關斷，直流電源U_bus給芯片供電的回路斷開，此后由變壓器的反饋繞組提供芯片正常工作電壓，電路啟動完成。該啟動電路相比圖6所示的UC3842傳統啟動電路，可以大大減少啟動電阻的損耗，拓寬輸入電壓的范圍，提高電力電子變換器的效率和應用范圍。

4 實驗結果

    本文設計了一款雙管反激輔助電源，參數如下：輸入電壓為140 V~600 V，四路輸出分別為+5 V/2 A、+5 V/1 A、+15 V/0.5 A、-15 V/0.5 A，開關頻率50 kHz，變壓器采用EEL22磁芯，包含有一個原邊繞組、四個副邊繞組以及一個反饋繞組，采用UC3842實現電流型PWM控制。

    圖8為輸入140 V空載時開關管S₁的V_gs和V_ds的波形圖，表明開關管S₁、S₂工作在DCM下，開關管關斷時S₁的V_ds最高電壓鉗位在輸入電壓。V_ds后期有波動是原邊勵磁電感、漏感和MOS管寄生電容以及分布電容之間諧振引起的。

    圖9為輸入電壓140 V時UC3842的3腳和4腳波形。在t₀時間段雙管反激變換器開關管導通，電感電流不斷增加到峰值且大于零，t₀時間段結束后開關管關斷，電感電流通過二極管反向續流回饋到電源端，電感電流變為負的最大值并開始減小，t₁時間段結束后降為零。t₂時間段原邊電感放電結束，電感電流在新的周期之前一直是零。

    圖10(a)和圖10(b)分別為原邊電感電流、+5 V/2 A副邊輸出繞組的電感電流與V_gs波形，圖11(a)和圖11(b)為原邊電感電流、+5 V/2 A副邊繞組的電感電流與V_ds波形，與圖2工作波形分析一致，工作于DCM下。圖12為5 V和+15 V輸出電壓波形，輸出電壓穩定。

    雙管反激輔助電源效率曲線圖如圖13所示，當輸入電壓為600 V，最高效率可達84%以上，所以雙管反激輔助電源更適用于高電壓場合。

5 結論

    本文設計了一種基于雙管反激拓撲，適用于電力電子變換系統高電壓寬輸入場合的輔助電源。分析了雙管反激變換器適用于高電壓寬輸入場合的原理，針對電流控制芯片中電流環次諧波振蕩問題設計了一種斜坡補償電路。提出了電流控制型雙管反激輔助電源的低損耗啟動電路。實驗證明了所設計的電力電子變換系統輔助電源的可行性和實用性。

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作者信息：

馮寶剛1，2，張蘭紅2，陸廣平2

(1.江蘇大學 電氣信息工程學院，江蘇 鎮江212013；2.鹽城工學院 電氣工程學院，江蘇 鹽城224051)