0 引言

    微型光伏并網逆變器（簡稱微逆），在光伏板的輸出功率中存在二倍于工頻頻率的功率波動，影響了系統的能量轉換率。一般的解決辦法是用一個大容量的電解電容并聯在光伏板的輸出側，以此來抑制二次功率擾動。但是因為逆變器的壽命遠大于電解電容的壽命，系統的穩定性受到影響。通過近幾年國內外專家學者的調查和研究，微型逆變器解耦電容的容值大大減小，容值大壽命短的電解電容就被容值小壽命長的薄膜電容取代，提高了微逆的穩定性和使用壽命^[1-5]。

    文獻[6]中提出的反激式微型逆變器用了交錯并聯結構，仿真驗證中235 W的微型逆變器需要50 μF的薄膜電容，但是控制方式和電路拓撲結構較為復雜。文獻[7]中提出了一種新型功率解耦電路，使用兩個電容進行能量傳遞，但該電路適合功率等級比較大的系統。

    上面這些方法中電路控制方式比較復雜，效率也比較低,有些不適合微型逆變系統。本文提出的三端口反激變換器因為其緊密的拓撲結構成為一個優選拓撲方案。首先提出二次功率擾動的問題，接著對拓撲的工作原理進行分析，最后對提出的拓撲結構進行仿真和實驗驗證。

1 二次功率擾動

    光伏板的輸出功率中存在二倍于工頻頻率的功率波動。輸出電流和電壓，輸入功率和輸出功率如圖1所示^[8-9]。

    并網功率：

    由式(4)可知,大容值電解電容并聯在光伏板的輸出端對二次功率波動的問題起到抑制作用。但是短壽命的電解電容影響了微逆的壽命^[9-10]。

2 新型微型逆變器的拓撲結構及其工作原理

2.1 新型微型逆變器的拓撲結構

    新型微型逆變器的拓撲結構如圖2所示。主要由光伏板、反激式高頻變壓器、整流二極管、濾波電路、H橋工頻逆變電路和功率解耦電路組成。

2.2 工作原理

    比較光伏板的輸出功率P_PV和微逆的輸出功率P_ac，把電路分成兩種模式。

    兩種模式下開關管驅動信號和變壓器各端電流如圖3所示。

    模式1：輸入功率P_PV大于輸出功率P_ac。工作過程被分成了4個階段，如圖4所示。

    第1階段(t₀≤t<t₁)：如圖4(a)所示，t₀時刻，開通主開關管S_m。假設在一個開關周期內輸入電壓U_dc恒定，則勵磁電流為：

    第2階段(t₁≤t<t₂)：如圖4(b)所示，關斷主開關管S_m，開通解耦端開關管S₃，假設一個開關周期內電容C_d的電壓U_cd保持不變，[t₁，t₂]期間有式(7)：

    開關管S₃開通時間為：

    第3階段(t₂≤t<t₃)：如圖4(c)所示，關斷開關管S₃，開通副邊開關管S₁，假設電網電壓U_ac是恒定的，副邊線圈電流可以表示為：

    t₃時刻，i_m(t)、i_s(t)下降為零，這個階段的時間為：

    第4階段(t₃≤t<t₄)：如圖4(d)所示，電感L_f和電容C_f能量傳向電網，變壓器完全磁復位，因為微逆工作在DCM模式，所以有： 

    模式2：輸出功率P_ac大于輸入功率P_PV。該模式和模式1一樣也可以分成4個階段。圖5給出和模式1不同的階段2。

4 仿真驗證

    使用PSIM軟件，對光伏板和微逆進行仿真。表1為電路的關鍵參數。

    圖6是光伏板的輸出電流和電壓。光伏板的輸出電流和電壓均有二倍于電網頻率的頻率波動。

    圖7（a）為加入功率解耦電路后光伏板輸出電流和電壓，二次功率擾動得到抑制。圖7（b）解耦電路中解耦電容上的電壓為二倍電網頻率，功率解耦通過不斷地充電和放電過程得以實現。圖7（c）入網電流和電網電壓同頻同相，滿足并網的要求。

5 實驗結果

    搭建了一個功率為100 W的單相光伏并網微型逆變器樣機，具體參數同表1。

    圖8為并網電流和電網側的電壓、光伏板的輸出電流以及解耦電路中解耦電容電壓紋波。隨著解耦電容不斷的放電和充電，其電壓紋波為電網頻率的兩倍。光伏板的輸出電流恒定，說明其輸出功率在穩態時基本不變。

6 結論

    本文提出的新型微型逆變器解耦電路中的解耦電容完全可以用小容值長壽命的薄膜電容來取代電解電容，整個系統在輸入和輸出功率上達到一個動態平衡的狀態，微逆的整體壽命和可靠性得到提高，仿真和實驗驗證了該電路的可行性和穩定性。

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作者信息:

李正明，張家浚，何  斌

（江蘇大學 電氣信息工程學院，江蘇 鎮江212013）