超級電容作為一種雙電層電容，因其具有瞬時提供大功率、充放電速度快、使用壽命長、工作環(huán)境溫度寬、充放電次數(shù)多等特性，已廣泛應用于電力系統(tǒng)功率補償設備及混合動力汽車中[1-3]。

　　由于在串聯(lián)過程中各單體間容量偏差、漏電流以及等效串聯(lián)電阻等因素對超級電容的影響不容忽視，不同單體會出現(xiàn)過充、過放等現(xiàn)象[4]。為了有效利用超級電容，需采用均衡電路的方法減小或消除單體的不均衡。

　　目前已有很多電壓均衡方法，主要分為兩大類：耗散型和非耗散型。耗散型[5]均衡方法包括并聯(lián)分流電阻法、并聯(lián)穩(wěn)壓二極管法。其優(yōu)點是結(jié)構(gòu)簡單、易于實現(xiàn)且無需控制；缺點是損耗大、效率低。非耗散型均衡方法優(yōu)點是能量轉(zhuǎn)換效率高、均衡速度快；缺點是由于加入了一些電子元器件，不僅增加了電路的復雜性，也使系統(tǒng)在控制上產(chǎn)生了一定難度。在眾多MIC方法中，反激式DC-DC變換器[6-8]因結(jié)構(gòu)簡單而被廣泛使用。但開關管電壓應力較高，硬開關造成系統(tǒng)功率損耗增加。

　　本文采用一種新型有源鉗位反激式超級電容串聯(lián)儲能組均衡方法，有源鉗位拓撲結(jié)構(gòu)解決了開關管電壓應力高、功率損耗大的問題。

1 均衡器拓撲電路

　　本文介紹的有源鉗位反激式電壓均衡器拓撲如圖1所示。由鉗位電容Cc1和輔助開關Sa構(gòu)成的有源鉗位電路與變壓器初級繞組相連。N個串聯(lián)超級電容單體分別與變壓器N個次級繞組相連，變壓器變比稍大于Vin/N。磁化電感Lm、漏電感Lr與鉗位電容Cc1實現(xiàn)諧振，主開關為Sw，D1…DN為輸出整流二極管，Ca、Cw分別為開關Sa、Sw的寄生電容。

2 均衡原理

　　本文介紹的有源鉗位反激式均衡器在一個工作周期內(nèi)分為6個工作模態(tài)。

　　模態(tài)Ⅰ(t0≤t<t1)：主開關Sw導通、輔助開關Sa關斷，如圖2(a)所示。電感電流iL流過變壓器初級繞組呈線性增長，如圖3所示。由于變壓器次級繞組因整流二極管的存在而無電流流過，所以磁化能量儲存在電感Lm中。經(jīng)過旁路電流i2對超級電容串進行充電，直到堆電壓與輸入電壓Vin相等時，停止充電。

　　模態(tài)Ⅱ(t1≤t<t2)：從t1時刻開始主開關Sw關斷，如圖2(b)所示。對主開關Sw的寄生電容Cw進行充電，輔助開關Sa的寄生電容Ca通過電感Lm進行放電。當電容Ca放電完畢，即進入模態(tài)Ⅲ。因Ca、Cw容值小，模態(tài)Ⅱ過程較為短暫。電感Lm、Lr使電流iL(t)增加，到t2時刻停止。電感電流iL(t)表達式如下：

　　模態(tài)Ⅲ(t2≤t<t3)：如圖2(c)所示。電感電流iL流過開關Sa的體二極管。在模態(tài)Ⅱ結(jié)束時，開關Sa的漏源電壓vsa_ds變?yōu)榱悖_關Sa零電壓導通。因此，在電感電流iL變?yōu)榱阒埃_關Sa需導通。漏電感Lr與鉗位電容Cc1開始諧振。在模態(tài)Ⅲ到模態(tài)Ⅴ期間，二次側(cè)輸出電壓vL2因電感電流iL的減小而變?yōu)檎颐總€變壓器二次側(cè)繞組輸出電壓均相等。因此電流從變壓器流向電壓最低單體，對其進行充電。同時，因超級電容組電壓高于Vin，超級電容側(cè)有電流流向電壓源。

　　模態(tài)Ⅳ(t3≤t<t4)：如圖2(d)所示，在模態(tài)Ⅲ期間，開關Sa導通，電感電流iL反向流動。直到開關Sa關斷或在釋放完電感中儲存的能量之后變壓器次級繞組電流變?yōu)榱銜r，諧振停止，如圖3所示。為實現(xiàn)ZVS，儲存在諧振電感Lr的能量需大于寄生電容Cw中的能量，表達式如下：

　　其中， vsw_ds(t4)為開關Sw的瞬時電壓，iL(t4)為t4時刻流過變壓器初級繞組的瞬時電流。vsw_ds(t4)和iL(t4)滿足以下條件：

　　其中，D為開關Sw的占空比，vL為變壓器初級繞組電感電壓。在t2時刻，通過式(1)可知，電感電流表達式如下：

　　其中，開關關斷后，Lr、Cc1和Ca進入諧振狀態(tài)。

　　模態(tài)Ⅴ(t4≤t<t5)：如圖2(e)所示，當電感電流反向流動時，開關Sa關斷，對主開關Sw的寄生電容Cw進行充電，輔助開關Sa的寄生電容Ca通過磁化電感電流iL進行放電。因寄生電容Cw容值小，故該模態(tài)持續(xù)時間較短。

　　模態(tài)Ⅵ(t5≤t<t0)：當寄生電容放電完畢時，電感電流流經(jīng)開關Sw的體二極管。如圖2(f)所示。此時，開關Sw零電壓開通。為實現(xiàn)ZVS，電感電流iL變?yōu)檎蚯靶鑼ㄩ_關。為將電容Cw的儲能完全釋放，模態(tài)Ⅴ、模態(tài)Ⅵ的持續(xù)時間td需要滿足下式：

　　如果td過短，模態(tài)Ⅵ便會消失，導致不能實現(xiàn)零電壓開關。如圖3所示，在vsw_gs變高之前，電壓vsw_ds變?yōu)榱悖瑢崿F(xiàn)零電壓開關。當vsw_ds變?yōu)閂in-vL時，鉗位電容Cc1吸收電感電流iL。由于電感電流流進鉗位電容中，開關Sw不會出現(xiàn)浪涌電壓。

3 仿真和實驗驗證

　　各個元器件參數(shù)如下：磁芯PC40、Lr=5.6 μH、Lm=5.6 μH、Sw、Sa為IRF 540，Ron=77 mΩ、Cw=Ca=50 pF、Cc1=0.11 μF、D1～D3為肖特基二極管，TO220，VD=0.36 V。電容單體容量為300 F，額定電壓為2.7 V。變壓器變比設置為12:5，工作頻率和占空比分別固定為60 kHz和34%，Vin設置為9 V。

　　實驗時3個超級電容的初始電壓分別為1.53 V、1.8 V、2.48 V。圖4給出了按照實驗參數(shù)仿真得到實驗結(jié)果。從圖中可以看出大約在38 min時，3個超級電容的電壓相等，約為1.9 V。

　　圖5給出了工作過程主要波形。圖5(a)為驅(qū)動電壓波形vsw_gs，圖5(b)為電感電流波形。當主開關管Sw導通時，電感電流呈線性增加；Sw關斷時，電感電流流過鉗位電容Cc1，此時Cc1與漏感Lr開始諧振。

　　圖6為傳統(tǒng)型與有源鉗位式均衡過程的損耗分析仿真圖。仿真過程采用3個額定容量為47 F的雙電層電容，電壓分別為3.4 V、2.2 V、3.4 V。由圖6可知，本文介紹的有源鉗位式均衡單體電壓比傳統(tǒng)型電壓高很多，因此能量損耗相對小很多。對比250 s～300 s的電壓曲線斜率對比也可以看出，斜率越大，損耗越大。

　　本文介紹了一種帶有源鉗位的反激式電壓均衡器。與傳統(tǒng)反激式方案相比，采用有源鉗位電路的結(jié)構(gòu)大大降低了開關管電壓應力并實現(xiàn)了ZVS。實驗結(jié)果證實，該方案與傳統(tǒng)方案相比大大減小了能量損耗。

參考文獻

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