孫志成, 王小鵬, 田俊偉
（蘭州交通大學 電子與信息工程學院，甘肅 蘭州 730070）
摘要：為提高三相不控整流電路的功率因數，降低輸入電流的諧波含量，穩定輸出電壓，提出了一種三相不控整流電路的APFC校正方法。首先采用三相六開關Boost APFC 整流電路消除相間相互耦合；然后用帶前饋的平均電流數字控制方法控制PWM整流電路，前饋環節為PWM比較器提供主要占空比信號，電流環則在主要占空比信號附近調節小的高頻動態信號，負擔較輕且響應快；最后調整采樣時刻及PI調節器參數實現APFC校正。仿真實驗表明，帶前饋的平均電流數字控制方法控制的三相六開關 Boost APFC 整流電路功率因數接近于1，諧波含量較低且直流側輸出電壓穩定波動很小。
關鍵詞：功率因數；諧波含量；前饋；平均電流法；數字控制
中圖分類號：TM461文獻標識碼：ADOI： 10.19358/j.issn.1674 7720.2016.20.007
引用格式：孫志成, 王小鵬, 田俊偉. 一種三相不控整流電路APFC校正方法［J］.微型機與應用，2016,35（20）：27 30.
0引言
三相有源功率因數校正(Active Power Factor Correction,APFC)電路工作機理復雜，校正方法繁瑣，效果不理想，即使負載等效為電阻時，也不能獲得令人滿意的功率因數。主要原因為三相電壓相互耦合，每一相的電流不僅由該相電壓決定，而且還受到另外兩相電壓的影響；自身體積大，外圍電路器件多，成本高等限制了它的實際應用［1］。因此，研究控制方法簡單易行、電路結構簡便的三相不控整流電路及功率因數高、諧波含量低、成本低廉的APFC系統具有很高的實用價值。
本文采用有零線的三相六開關Boost APFC電路，在平均電流法數字控制APFC校正的基礎上，結合前饋控制，對三相不控整流電路進行APFC校正，調整采樣時刻及PID控制器的參數，目的在于使電路的功率因數接近于1，諧波含量較低，輸出電壓穩定。
1電路拓撲結構
Boost PFC變換器本身輸入電流紋波小，輸出電壓高，輸入功率因數較高，電路結構簡單，成本低，工作可靠度高［2］。本文采用雙閉環Boost型APFC校正輸入端電流波形，跟隨輸入端電壓波形變化，通過脈沖寬度調制(Pluse Width Modulation,PWM)控制技術動態地調節占空比，減小輸入電流和電壓之間的相位差，從而提高功率因數(Power Factor,PF)值，降低總諧波失真(Total Harmonic Distortion,THD)，同時保持輸出直流電壓的穩定。
典型三相六開關Boost APFC電路是由6只功率開關器件組成的三相PWM整流電路，工作于電感電流連續模式，每個橋臂由上下兩個開關管組成，每相電流可通過與該相連接的橋臂上的兩只開關管進行控制。其優點是功率因數較高，諧波含量低，效率高，適用于中、大功率場合；缺點是開關器件多，控制復雜，每個橋臂上兩只開關管存在直通短路的危險，對開關管驅動的可靠性有較高的要求。本文采用的電路拓撲為有零線的三相六開關Boost APFC升壓型拓撲。如圖1所示，該電路拓撲結構不僅具有典型三相六開關Boost APFC電路的優缺點，而且消除了相與相之間的
相互影響。以A、B兩相為例，假設uAN>0，uBN<0，當開關管S1、S5同時導通時，由于電感電流不能突變，A相的電流流經S1之后不會再流入B相變換器；當開關管S1、S5同時關斷時，也
是由于電感電流不能突變使得A相的電流不會再流入B相變換器［3］。這樣便消除了開關管同時導通和關斷時的相間耦合。
2控制方法
模擬控制中，信號的采樣是實時連續的，輸入電流的采樣值可以實時連續地和電流參考值進行比較。然而對數字控制而言，信號的采樣是不連續的。由于采樣的不連續，必然導致輸入電流采樣值與實際電感電流的平均值有誤差，進而引入附加的諧波畸變。為了減小數字平均電流控制相對于模擬平均電流控制附加的諧波畸變，電感電流的數字采樣值必須盡可能地等于電感電流平均值。為達到這個目的，通常采用調整采樣時刻和調整電流采樣濾波的方法。本文采用數字控制，將采樣時刻調整在三角載波的波谷位置，在這個時刻采樣的電感電流值更接近于電感電流的平均值［4］。
平均電流法是通過控制輸入電流的平均值，使其與輸入整流電壓同相位來實現功率因數校正。在平均電流控制技術的APFC電路中，采用電流控制環和電壓控制環，其中電流控制環使輸入電流更接近于正弦波，電壓控制環使輸出電壓保持穩定。
帶前饋平均電流控制法是在平均電流控制算法基礎上增加一個前饋環節，增加前饋環節后，PWM比較器占空比信號不再由電流控制環的PI調節器輸出單獨決定，而是由調節器輸出和前饋環節輸出共同決定。前饋環節輸出值取決于輸入電壓瞬時值和輸出電壓參考值。它提供了占空比信號的主要波形信息［5-6］。
本文采用帶前饋的平均電流法數字控制方式，如圖2所示,Boost升壓器輸出電壓Vdc經濾波后與參考電壓370 V比較，判斷輸出電壓是否與參考電壓相等，如果不相等，則通過PI調節器調節使之與參考電壓相等。PI調節器輸出是一個直流值，是電壓環的調節作用。整流橋輸出電壓ua是正弦半波電壓波形，它與PI調節器的結果相乘后的信號還是保持正弦半波波形，并且與ua同相位。將乘法器的輸出作為電流環的參考信號Iref，就可以保證被控的電感電流與電壓波形一致。Iref的幅值與輸出電壓Vdc同參考電壓的誤差有關，也與ua的幅值有關。輸入電流信號ia被采樣后與基準電流信號Iref比較，其高頻分量的變化通過電流誤差放大器被平均化處理。放大后的平均電流信號Dpi與前饋環節的輸出信號Dff一起與三角載波信號比較，共同為開關管S1提供PWM驅動信號并決定了其應有的占空比，使電感電流逼近電感平均電流。
3關鍵參數設計
本文設計主電路輸入三相交流AC 176～220 V,直流側輸出電壓DC 370 V,開關管工作頻率24 kHz,負載5～15 kW,變換效率>0.95［7-10］。升壓電感:
式中:
，計算得升壓電感為800 μH，根據工程經驗并考慮工程實現，本文選取1 000 μH［11］、硅鋼材質、鋁導線繞制；濾波電容
式中
取2%，ω為角頻率，計算得濾波電容為6 058 μF/450 V［12-13］,考慮工程實現，本文選取14個470 μF/450 V電解電容并聯。
4仿真實驗與結果
為了驗證本文方法對功率因數、諧波含量以及穩定輸出電壓等指標的效果，利用有零線的三相六開關Boost APFC升壓型拓撲搭建了三相不可控整流電路的Simulink仿真模型［14-16］并進行了仿真，電路模型如圖3所示。
圖4所示仿真結果表明,輸入電流幾乎完全跟隨輸入電壓波形，二者相位差幾乎為0，功率因數接近于1。
由于功率因數可以用輸入電壓和輸入電流的相位差的余弦值來近似，所以本文搭建了監測輸入電壓與輸入電流相位差余弦值的Simulink模型。圖5為監測到的A、B、C三相功率因數約為0.995，PF>0.99；以及利用MATLAB FFT Analysis Tool分析A、B、C三相輸入電流的THD約為4.90%。由于本文搭建的監測功率因數的模型比較簡陋，監測到的PF值偏小，實際的PF約為0.998。
圖6所示仿真結果表明,當整流電路穩定時，直流側輸出電壓穩定在370 V，穩態波動范圍是-371.8～371.8，波動很小。
5結束語
帶前饋的平均電流數字控制算法簡單易行，有零線的三相Boost整流電路結構簡便且很好地消除了相間耦合。本文提出的方法通過仿真實驗驗證，有效地提高了三相不控整流器的功率因數，達到了約0.998；降低了輸入電流的諧波含量，降低至約4.90%，直流側輸出的直流電壓穩定且紋波很小。符合實際應用需求，可應用于工程實踐。
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