0 引言

    Boost變換器因其高效性和高功率因數特性，成為最常用的功率因數矯正拓撲，但由于其本質的升壓特性，無法實現隔離，應用場合比較局限。Flyback是低功率中另一個最常用的拓撲，特別是需要隔離的場合。它能工作于寬的輸入電壓范圍，而且輸出電壓不受限制，但其必須加入吸收電路來抑制變壓器漏感引起的振蕩和尖峰，更為重要的是變壓器工作于第一象限，變壓器磁芯利用率不高，因此效率較低，通常約85%^[1]。SEPIC變換器雖然效率不及Boost變換器，但具有如下優點：(1)擁有較高的功率因素特性；(2)輸入電感可以有效抑制輸入電流波動；(3)很容易改變為隔離型結構，實現輸入輸出電氣隔離^[2]。

    基于以上優點，SEPIC的隔離型結構被應用于如光伏電池、燃料電池等新能源發電系統中^[3-4]，其輸入端的低電流紋波可以使光伏電池、燃料電池的能量轉換效率提高，使用壽命延長^[5-6]。同時，帶FPC的SEPIC在LED照明驅動中的應用也得到了廣泛的研究。國內外先后提出了BCM(Boundary Conduction Mode，臨界電流模式)SEPIC^[7]和無電解電容SEPIC PFC^[2]，大大提高電路的效率和使用壽命。

    然而，這些應用都是基于隔離型的SEPIC拓撲。本文詳細分析該拓撲的工作原理，該拓撲的隔離變壓器工作原理類似于反激變壓器，其在一個工作周期里需要儲存主功率能量，如果不能很好地吸收漏感能量，會給開關管帶來很大的電壓尖峰問題。且由于隔離型SEPIC特有的輸入電感結構使其無法像反激電路一樣使用RCD箝位電路吸收漏感能量。為此，本文針對隔離型SEPIC電路的漏感問題采用了交錯繞制的變壓器結構以減小漏感，給出了適用于該拓撲的漏感吸收電路的設計方法，并通過實驗驗證了理論分析結果。

1 隔離型SEPIC變換器拓撲

1.1 變換器電路結構

    隔離型SEPIC變換器拓撲如圖1所示。輸入電感L可以有效抑制輸入源V_in的電流紋波。V_in、L和開關管Q構成脈沖電流源^[8]。電容C_s和變壓器勵磁電感L_m構成能量緩沖電路，L_ms為勵磁電感等效到副邊的值，L_r為變壓器漏感，n為變壓器匝比。C_o為輸出濾波電容，C_ds為開關管Q的寄生電容，C_j為整流二極管D的結電容。i_L、i_p、i_s分別為電流變量，u_ds、u_Cs、u_D為電壓變量，它們的參考方向如圖1所示。

1.2 工作模態分析

    隔離型SEPIC電路的工作原理可以參考反激電路，以開關管Q為分界點，后面部分可以看作為一個反激電路。其工作時的主要波形如圖2所示。考慮變壓器漏感影響，并假設電路元器件均為理想。其工作主要分為以下6個階段。

    階段Ⅰ[t₀-t₁]：如圖3(a)所示，開關管Q關斷，C_ds充電，其電壓迅速上升。C_ds與L_r開始諧振，當u_ds初次諧振到穩態關斷電壓(nV_o+V_Cs)時，副邊整流管開始承受正壓而導通，該階段結束。在這個階段里，輸入電感L電流i_L增加，C_s釋放電能，向變壓器勵磁電感L_m充能。

    階段Ⅱ[t₁-t₂]：如圖3(b)所示，副邊二極管D導通，其電流i_s迅速增大。變壓器原邊電流i_p迅速下降并反向。這個過程中，勵磁電感電壓被箝位，開關管寄生電容C_ds與變壓器漏感L_r諧振。

    階段Ⅲ[t₂-t₃]：如圖3(c)所示，諧振結束，開關管Q支路電流下降為零，電路穩態運行。輸入電感釋放能量給C_s和C_o充電，同時變壓器勵磁電感釋放能量給C_o充電。開關管Q承受的電壓應力V_ds為(nV_o+V_Cs)。

    階段Ⅳ[t₃-t₄]：如圖3(d)所示，開關管Q導通，由于變壓器漏感的存在，副邊二極管繼續導通。這個階段里，副邊電流迅速下降，原邊電流反向。

    階段Ⅴ[t₄-t₅]：如圖3(e)所示，副邊二極管關斷，二極管結電容充電，電壓u_D迅速上升。這個過程中，二極管結電容C_j與變壓器漏感L_r發生諧振。

    階段Ⅵ[t₅-t₆]：如圖3(f)所示，變壓器副邊完全關斷，電流i_s下降為零，電路穩態運行。輸入源V_in給電感L充能，緩沖電容C_s釋放電能給變壓器勵磁電感充能。副邊二極管的電壓應力V_D為(V_o+V_Cs/n)。

2 電路設計考慮

2.1 變壓器繞制

    漏感的存在是耦合電感不可避免的，如上文所述，漏感能量過大會導致原邊的輸入電感不能及時給緩沖電容C_s充電，電流灌入到開關管寄生電容C_ds上，產生很大的電壓尖峰。過大的電壓應力，情況嚴重會導致MOSFET損壞。因此，需要通過一些方法來減小變壓的漏感。本文設計的變壓器原邊繞組采用漆包線繞制，副邊繞組采用銅皮繞制。

    常規的變壓器繞制主要采用順序繞制，即原邊線圈全部繞完后再繞制副邊線圈，如圖4(a)所示。如果采用原、副邊的交錯繞法，如圖4(b)所示。其鄰近效應電流分布相當于單層線圈高度折半。這樣分層的線圈具有低渦流損耗、低磁場強度和低的漏感。

    在圖4(b)中將原邊(P)和副邊(S)都分成兩層，每層都是總線圈的1/2。但實際上副邊并不分成兩層，只是從磁場的意義上在虛線處分開的，副邊就成半層。兩級交錯還可減少電磁干擾，但增加了原、副邊之間的電容^[9]。

2.2 緩沖電路的選擇與設計

    變壓器合理的繞制只能最大程度地減小漏感，但是無法完全消除漏感。漏感帶來的尖峰使得MOSFET選型時所需要承受的電壓應力要遠大于關斷穩態電壓，這就需要選擇一些耐壓值大的MOSFET。然而，通常情況下耐壓值大的MOSFET其導通電阻也相對較大，這使得導通損耗增加。所以，一個合適的吸收電路對于該電路也是必不可少的。

    常見的吸收電路主要有RCD箝位電路、RCD緩沖電路、RC緩沖電路，電路如圖5所示。其中，圖5(a)是RCD箝位電路，由于前級輸入電感結構，如采用RCD箝位電路，會在原邊形成內部Boost電路，導致輸入電感上的能量被吸收消耗，所以該拓撲不適合使用RCD箝位電路。圖5(b)是RCD緩沖電路，圖5(c)是RC緩沖電路，電阻在這里起到限流的作用。由于該電路電容與電阻成串聯結構，所以必須依靠主電路來提供回路，通常利用開關管開通時溝道來形成的RC放電回路進行放電。RCD緩沖電路相對于RC緩沖電路要復雜一點，但是二極管在充電時短路了限流電阻，使得開關管的電壓尖峰抑制效果更好，適用于限流電阻選取相對較大的情況。

    緩沖電路的參數設計一般采用實驗法，即通過實驗結果計算電路的雜散電容和雜散電感。方法是先測量原電路開關管的振蕩周期和頻率，分別記為T₁、f₁。然后在管子兩端并聯一個測試電容C_test，通常取1 nF，再次測得T₂、f₂。可以通過式(1)、式(2)計算出雜散電感Lp和雜散電容C_p。

    再設計所需要的阻尼電阻R_s的大小，設為雜散電感電容的特性阻抗，由式(3)給出。

    由于RC放電時間不得大于開關管開通時間，根據經驗，當放電時間大于5倍時間常數時基本放電完全。設定平均開通時間為0.5個周期T_sw。所以緩沖電容可以由式(4)求出。

    取吸收的峰值電壓為兩倍的開關管關斷電壓，可以計算所需要的電阻功率，由式(5)給出。

3 實驗結果

    本文搭建了200 W、輸出12 V的樣機，輸入電壓為36 V。樣機的功率電路主要參數如下：主開關選用IRFP260；副邊整流選用MBR20H150CTG；緩沖電容為5.6 μF的CBB電容；磁芯選擇鐵氧體PC40，變壓器型號EE42C，電感型號EE42B；RCD緩沖二極管選擇MUR260，電容選擇12 nF的CBB。吸收電阻選取81 Ω的6 W功率電阻。

    表1給出了采用交錯繞制前后變壓器的參數對比。從中可以看出采用了交錯繞制后，變壓器的漏感得到了明顯的抑制。

    開關管漏源極電壓對比波形如圖6所示，圖6(a)為采用交錯繞制后不加RCD緩沖的主開關管驅動及漏源極電壓波形，圖6(b)為采用交錯繞制后加上RCD緩沖后的主開關管驅動波形以及漏源極電壓波形。圖6(c)為采用普通繞制變壓器的主開關管驅動及漏源極電壓波形。由波形可以看出普通繞制的變壓器漏感能量直到開關管開通時還未消耗完全，交錯繞制可以有效減小漏感能量；RCD緩沖電路有效地吸收了開關管電壓尖峰。

    圖7所示為電路關鍵波形，圖7(a)為主開關管電壓波形與副邊整流二極管的電壓波形。圖7(b)為緩沖電容Cs電壓波形，從波形上可以看出緩沖電容上的電壓基本穩定在輸入電壓36 V左右。圖7(c)為輸入電感電流波形，圖7(d)為穩態運行電壓波形。可以看出，加RCD緩沖電路的隔離型SEPIC電路各個部分的電壓電流波形均比較平穩，沒有太大的振蕩。

    圖8為實測效率曲線，其中P_o為輸出功率；η為效率。由圖可知，最大轉換效率可達90.2%。

4 結論

    本文針對隔離型SEPIC的漏感問題進行了研究。分析得出其漏感不僅影響了電路的整體效率，其輸入電感的結構也會使得開關電壓尖峰問題更加嚴重。因此，采取了改進變壓器繞組結構和加RCD緩沖電路吸收漏感能量這兩種方式來解決其漏感帶來的功率損耗和開關管電壓振蕩問題。實驗結果表明漏感能量和開關管的電壓尖峰問題得到了很好的抑制，實測電路效率最高可以達到90.2%。

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