1 引言
在工業生產和控制中往往需要檢測一些實際的環境變量，例如壓力、電場或磁場強度、溫度等，一般使用可控振蕩器外接敏感元件來檢測環境變量變化，可控振蕩器的參數(例如周期或相位)隨敏感元件值的變化而變化。許多集成傳感器也都使用周期可調的振蕩器，要求振蕩電路的周期隨敏感元件的變化而線性變化，多諧振蕩器的輸出為三角波，容易轉化為方波，而且不需要穩幅電路，振蕩頻率隨充電電流改變而變化，變化范圍很大，可達四五個數量級[1-2]，所以多諧振蕩器被廣泛使用，只要在多諧振蕩器前面加上一個電壓-電流轉換器，就 可以構成一個通用的電壓頻率轉換器。
本文設計的電壓頻率轉換器系統框圖如圖1，包括一個由放大器組成的電壓電流轉換器、帶隙恒流源和多諧振蕩器。其中多諧振蕩器采用射極耦合電路，其振蕩頻率與控制電流成正比，而控制電流由輸入電壓大小決定，參考電壓源為振蕩器提供穩定的偏置，驅動級接受振蕩波形并對外部模塊提供大的電流輸出。
2 結構設計
電壓頻率轉換器一般要求具有高的線性度(＜0．1％)、動態范圍(＞10000：1)和低的頻率溫度漂移(＜100ppm/K)，其中最關鍵的部分 為振蕩器。本文采用文獻[1]提出的集電極鉗位振蕩器思路，如圖2所示，電壓VR為穩定的參考電壓源。Q1、Q2、A1、A2組成正反饋環路，穩態時Q1、Q2一個導通，一個則截止。假定Q1導通，它的發射極電流為2I，電容C上充電電流方向自左向右，D1導通，Q1的集電極電位被鉗置在(VS-VR-VBE)，VBE為一個二極管的正向壓降；Q2截止，D4導通，流經D4的電流也為I，則Q2的集電極電位被鉗置在(VS-VBE)，兩個集電極電壓之差為VR，Q2導通時情況也一樣。這樣振蕩器的電壓擺幅就為VR，不隨溫度、電源電壓的影響。頻率f可表示為
f=I/(4C×VR) (1)
設置充電電流I=vin/(3×R)，VR=833mV，則頻率為
f=vin/(10×R×C) (2)
以上對圖2電路的分析都是基于理想情況下的，即假定Q1、Q2、A1、A2所組成正反饋環路的反轉時間很短，Q1、Q2在過渡狀態時集電極電流為O或I。實際上這種假設只有在絕對零度時成立，在實際情況下，過渡狀態附近Q1、Q2的集電
極電流處于O和I之間，這樣就影響了電容充電電流的大小，而且這個變化與系統所處的環境溫度有關。文獻[1]仔細分析了過渡狀態時充電電流的變化和對振蕩頻率的影響，認為對于固定的VR，振蕩頻率隨溫度升高而線性升高，頻率溫度系數約為230ppm／K。因此要想得到一溫漂小于100ppm／K的性能，必須產生一正 溫度系數的VR來做補償。
3 模塊設計
3.1 振蕩器電路設計
圖3示出了多諧振蕩器電路圖。鉗位二極管D1-D6被三極管Q12-Q17代替，Vin為輸入電壓，VR為參考電壓源。電路采用自適應偏置的技術，Q3、Q4、Q5集電極電流I隨輸人電壓而改變，Q6面積為Q7的兩倍，使它的集電極電流為21。Q9、QlO的加人使Q3、04、Q5的集電極—發射極電壓Vce基本相同，增加了電流的匹配。振蕩器電壓擺幅等于Q12、Q16基極電壓之差，與電源電壓的波動無關。
3．2 輸入放大器設計
Q1、02采用縱向PNP三極管，這樣可使輸入電壓低至(-VS)：Q9、QlO為Q3、Q4提供基極偏置電流，提高Q3、Q4集電極電流的匹配，Q3、Q4偏置電流應具有正的溫度系數，這樣可減小整個放大器的失凋電壓；R2、只3為凋零電阻，輸入信號差分放大后經兩個緩沖器電流放大可直接驅動多諧振蕩器的Q3、Q4、Q5。
3.3 帶隙偏置源的設計
帶隙恒壓源采用傳統的方法設計，Q2、Q3、Q5、Q6組成差分放大器，取Q5面積是Q6的8倍，Q5、Q6集電極電流相等，則可得R4兩端電壓(ΔVBE)為
適當選擇r值，可使Vbg溫度系數很小。AMP和Q10組成電壓電流轉換器，流經R3的電流I1=I2+I3，其中I2為正溫度系數，因此在月3兩端可產生正溫度系數的電壓以補償振蕩器固有的負溫度系數的頻率漂移。
偏置電壓VR1可送至輸入放大器，因為Q1的集電極電流I4為正的溫度系數，恰好滿足輸入放大器偏置的要求。
4 模擬結果
4.1 對振蕩器電路做溫度特性分析
參考電壓VR分別取(0．833V+0ppm／℃)(B1、C1)和(0．833V+230ppm／℃)(B2、C2)，輸入電壓取1V和100mV。可以看出，適當選取正溫度系數的參考電壓VR，可使振蕩器在0-70℃的范圍內頻率溫度系數處于100ppm／℃以下。
4.2 對電壓頻率轉換器的線性度和動態范圍的仿真分析
輸入電壓從0．1mV變化到1V，振蕩器頻率線性增加，線性誤差小于0．1％，動態范圍＞80dB。
5 結論
模擬結果顯示：設計的電壓頻率轉換器具有小于0．1％線性度，動態范圍大于80dB，頻率溫度漂移小于100ppm/K，可以用做溫度傳感或電壓測量等領域。