移動通信與寬帶無線接入技術的融合成為通信發展的必然趨勢。為此，3GPP啟動了通用移動通信技術的長期演進項目。為了將系統帶寬從5 M提高到20 M，LTE在下行傳輸中采用了正交頻分多址、上行采用單載波頻分多址的技術^[1]。OFDM技術實質就是將串行的數據映射到并行的信道進行傳輸，符號的延續時間由此得以延長，從而對時延擴展有更高的包容性。為了滿足LTE系統對更大的系統容量的需求，低成本支持更多的天線系統要求，在信道編碼中采用了咬尾卷積編碼和Turbo編碼^[2]。本文詳細闡述了咬尾卷積編碼的編碼原理,通過Matlab仿真對咬尾卷積編碼在不同信道環境下的性能進行了探究,重點闡述了一種咬尾卷積編碼的DSP實現方法，最后，選取一種可靠的譯碼方式在接收端完成咬尾卷積譯碼。

1 咬尾卷積編碼的實現原理

        該信道編碼的編碼和譯碼復雜度低、處理時延小，適合小碼塊控制信息和對時延敏感的數據傳輸。

        咬尾卷積是建立在卷積碼編碼器的起始狀態，不需要全0狀態，可以是任何其他狀態。在LTE系統中，將咬尾卷積編碼的約束長度設置為7，即配置了6個移位寄存器，采用速率為1/3進行編碼。咬尾卷積編碼的初始比特可以不為零，但起始狀態和終止狀態相同。因此不需要傳輸額外的比特，具有較高的編碼效率。編碼器的初始狀態和最終狀態由數據包的最后幾個比特決定^[3]，也就是把一個數據包的最后6 bit用來初始化寄存器狀態。其編碼原理和實現框圖如圖1所示，對于輸入數據流CK,編碼后按3路輸出, 輸出分別為5路數據右移，對得到的5路數據進行異或，產生最后的結果。

2 咬尾卷積編碼性能測試

        利用QPSK高斯信道、ETU、EVA、EPA四種信道對咬尾卷積編碼的性能進行分析。仿真過程中,選取PBCH的MIB信息進行仿真測試,天線配置為4發4收,帶寬為5 MB，載波頻率為2 GHz，得到的仿真結果如圖2所示。

        通過圖2不難看出，誤碼率為10-4時，咬尾卷積編碼的編碼增益在7 dB左右，這一結果完全可以應用在綜合儀表開發中。

3 咬尾卷積編碼的設計與實現

3.1 DSP處理器

        采用了TI公司的C64x系列，該系列采用了取指令和執行指令可以并行運行的哈佛結構，程序總線和數據總線也是獨立運行的。其中程序總線有256 bit，內存單次操作取8條指令，實現了高速運行的目的。基于C64芯片的高容量、運行速度快的特征，在綜合測試儀表的開發中采用了該芯片^[1]。

3.2編碼與內存區設計

        以TD-LTE為例，1個子幀有2個時隙,頻域上的最大資源塊數為110，1個資源塊的大小為180 kHz，1個時隙有6個或者7個OFDM符號^[1]，因此對寄存器和內存的設計如表1所示,內存設計如下。

         _Input_Data         .uset”d_dest”,5000

         _Data_lens           .uset”d_dest”,4

         _Out_Data           .uset”d_dest”,15000

         _Out_Data_lens       .uset”d_dest”,4

3.3 詳細設計

        咬尾卷積的DSP實現主要包括三個步驟:取數據包的最后6 bit進行寄存器初始化;根據移位寄存器的要求進行移位異或操作，完成編碼；再對完成編碼的數據進行比特字節化，為咬尾卷積編碼的速率匹配做準備。

3.3.1寄存器初始化完成

        在進行寄存器初始化的實現中，要考慮有無剩余比特兩種情況，計算出需要偏移地址的數A7。若有剩余比特，則取最后一個半字與剩余比特，把它們合并存放在一起， 然后進行左移得到最后的6 bit，存于A10的高6位。左移的位數便是“剩余比特數+10”；若沒有剩余比特，就取最后兩個半字，通過左移26位得到后6 bit，存于A10的高6位。以數據流長度=43為例，具體實現如圖3所示。

3.3.2 咬尾卷積編碼實現

        取每一輪參與編碼的那一個半字，存于A7的低16位,左移10位，空出A7左端的6位與尾比特(6 bit)進行或操作，完成22 bit的拼接，存儲于A10把數據流的最后6 bit與第一個半字構成22 bit，形成第一輪參與編碼的數據。每一輪參與編碼的22 bit，是上一輪的最后6 bit與這一輪的那一個半字。具體的實現如圖4所示。

3.3.3 比特字節化的實現

        比特字節化，來為交織操作中的取數據做準備，取數據時地址的偏移是以字節為偏移單位進行的。環進行字節化，直至16 bit字節化完成，后6 bit不參與，將參與編碼的比特數存于B0，每完成一次編碼，對應的記錄的寄存器減一。當還沒進行到最后一部分時， 就這樣以22 bit為單位進行編碼、字節化， 第一輪時是數據流的最后6 bit與第一個半字結合的22 bit,第二輪是第一輪22 bit的后6 bit與第二個半字形成的22 bit。

        在比特字節化時，最后的那一輪只字節化剩余比特數次，比如最后一輪的22 bit，以數據長度為31為例，字節化時只進行11次的字節化。具體流程如圖5所示。

        編碼后的數據存儲如圖6所示。

3.4 DSP運行性能分析

        DSP軟件中的實現代碼要盡量精簡,減少執行的“NOP”數目，合理控制循環次數，本文通過對半字數及字數為單位的控制進行地址偏移，使得運算量盡量減少，減少運算的周期數目。當編碼數據為4 200時，運行的cycles數如表2所示。

        TMS320C64DSP芯片,處理器的頻率達到1 GHz，運行一個cycle的時間是1 ns，測試平臺上，通過對GPIO口的控制，測量函數運行時間，運行時間可以滿足對實時性的要求。

4 咬尾卷積譯碼方式性能測試

        Viterbi譯碼的算法主要有循環維特比譯碼算法(CVA)^[4]、M比特重復循環維特比譯碼算法(N+M-CVA)、有界循環維特比譯碼算法(BDD-CVA)[5]、環繞維特比譯碼算法(WAVA)、最大似然維特比譯碼算法(ML-VA)[6],其中L+Win-CVA,算法是一種基于循環Viterbi譯碼算法的改進，L3-WAVA算法是將碼塊重復三次的WAVA算法^[7]，ML-VA^[8]算法是一種犧牲算法復雜度換取遍歷的算法，算法復雜度極大，本文不作考慮。設定碼塊大小為200 bit時，用Matlab仿真各種譯碼算法的誤比特率。得到的結果如圖7所示^[1]。

        從仿真的結果不難看出，L3-WAVA算法性能最好，并且契合了“TD-LTE無線綜合儀表測試開發”的性能和運算精度的要求，因此選取L3-WAVA算法作為咬尾卷積碼的譯碼算法。

        本文首先從LTE背景分析，闡述了LTE系統采用咬尾卷積編碼的必要性。根據咬尾卷積編碼技術的原理，模擬驗證咬尾卷積編碼在不同信道環境下的性能，提出一種DSP的實現方法，在TMS320C6000平臺上實現并且對運行結果進行性能分析，選取L3-WAVA方法為咬尾卷積譯碼方式進行仿真。該方案已應用到LTE-TDD無線綜合測試儀表的開發中。

參考文獻

[1] 陳發堂，陶根林. LTE系統中咬尾卷積碼的編譯碼算法仿真及性能分析[J].計算機應用研究，2010,27(9)：

[2] 王曉濤，錢驊，徐景,等.基于陷阱檢測的咬尾卷積碼譯碼算法[J].電子與信息學報，2011,33(10):2300-2305.

[3] 林丹，李小文. TD-LTE系統中咬尾卷積碼譯碼器的FPGA實現[J].電子測試，2010(3):57-61.

[4] MEHRABIAN M R, MOZAFARI S P, ZOLFAGHARI B. An approach to exploiting proper multiples of the generator polynomial in parallel CRC computation[C].2012 IEEE International Conference on Computer Science and Automation Engineering(CSAE 2012). in Zhangjiajie, China.2012.

[5] SESIA S， TOUFIK I，BAKER M. LTE-The UMTS long term evolution: from theory to practice SECOND EDITION[M].2009 John Wiley&Sons，Ltd.ISBN: 978-0-470-69716-0.

[6] 3GPP TS 36.211 v11.4: Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Physical channels and modulation.(Release 11)[S].2013-09.

[7] Wang Jun, Chen Hongyang, Li Shaoqian. Soft-output MMSE V-BLAST receiver with MMSE channel estimation under correlated Rician fading MIMO channels[J]. Wirel. Commun. Mob. Comput., 2011,12(15):1363-1370.

[8] JOHN B. Anderson, MLADIK S M. An optimal circular viterbi decoder for the bounded distance criterion[J]. IEEE Transactions on Communications, 2002,50(11):1736-1742.