1 引言

    智能功率模塊(Intelligent Power Module，IPM)以開關速度快、損耗小、功耗低、有多種保護功能、抗干擾能力強、無須采取防靜電措施、體積小等優點在電力電子領域得到越來越廣泛的應用。以PM200DSA060型IPM為例。介紹IPM應用電路設計和在單相逆變器中的應用。

2 IPM的結構

    IPM由高速、低功率IGWT、優選的門級驅動器及保護電路構成。其中，IGBT是GTR和MOSFET的復合，由MOSFET驅動GTR，因而IPM具有GTR高電流密度、低飽和電壓、高耐壓、MOSFET高輸入阻抗、高開關頻率和低驅動功率的優點。

    根據內部功率電路配置情況，IPM有多種類型，如PM200DSA060型：IPM為D型(內部集成2個IGBT)．其內部功能框圖如圖1所示，內部結構如圖2所示。內有驅動和保護電路，保護功能有控制電源欠壓鎖定保護、過熱保護、過流保護和短路保護，當其中任一種保護功能動作時。IPM將輸出故障信號FO。

    IPM內部電路不含防止干擾的信號隔離電路、自保護功能和浪涌吸收電路。為了保證IPM安全可靠。需要自己設計部分外圍電路。

3 IPM的外部驅動電路設計

    IPM的外部驅動電路是IPM內部電路和控制電路之間的接口，良好的外部驅動電路對以IPM構成的系統的運行效率、可靠性和安全性都有重要意義。

    由IPM內部結構圖可見．器件本身含有驅動電路．所以只要提供滿足驅動功率要求的PWM信號、驅動電路電源和防止干擾的電氣隔離裝置即可。但是．IPM對驅動電路輸出電壓的要求很嚴格：驅動電壓范圍為13．5V~16．5V．電壓低于13．5V將發生欠壓保護．電壓高于16．5V可能損壞內部部件；驅動信號頻率為5Hz-20kHz,且需采用電氣隔離裝置。防止干擾：驅動電源絕緣電壓至少是IPM極間反向耐壓值的2倍(2Vces)；驅動電流達19mA一26mA；驅動電路輸出端的濾波電容不能太大．這是因為當寄生電容超過100pF時。噪聲干擾將可能誤觸發內部驅動電路。

    圖3所示是一種典型的高可靠性IPM外部驅動電路方案。來自控制電路的PWM信號經R1限流．再經高速光耦隔離并放大后接IPM內部驅動電路并控制開關管工作，FO信號也經過光耦隔離輸出。其中每個開關管的控制電源端采用獨立隔離的穩壓。15V電源，且接1只10μF的退耦電容器(圖中未畫出)以濾去共模噪聲。Rl根據控制電路的輸出電流選取．如用DSP產生PWM．則R1的阻值可為330Ω。R2根據IPM驅動電流選值，一方面應盡可能小以避免高阻抗IPM拾取噪聲．另一方面又要足夠可靠地控制IPM。可在2kΩ~6．8kΩ內選取。C1為2端與地間的O．1μF濾波電容器，PWM隔離光耦的要求是tPLH<O．8μF，trm<0．8μF，CMR>10kV／μs，可選用HCPIA503型、HCPIA504型、PS204l型(NEC)等高速光耦，且在光耦輸入端接1只O．1μ的退耦電容器(圖中未畫出)。FO輸出光耦可用低速光耦(如PC817)。IPM的內部引腳功能如表1所示。

    圖3的外部接口電路直接固定在PCB上且靠近模塊輸入腳．以減少噪聲和干擾．PCB上布線的距離應適當，避免開關時干擾引起的電位變化。

    另外，考慮到強電可能造成外部驅動電路到IPM引線的干擾，可以在引腳1~4間，3~4間，4~5間根據干擾大小加濾波電容器。

4 IPM的保護電路設計

    由于。IPM本身提供的保護電路不具備自保護功能．所以要通過外圍硬件或軟件的輔助電路將內部提供的：FO信號轉換為封鎖IPM的控制信號．關斷IPM，實現保護。

4．1 硬件

    IPM有故障時，FO輸出低電平，通過高速光耦到達硬件電路，關斷PWM輸出，從而達到保護IPM的目的。具體硬件連接方式如下：在PWM接口電路前置帶控制端的3態收發器(如74HC245)。PWM信號經過3態收發器后送至IPM接口電路．IPM的故障輸出信號FO經光耦隔離輸出送入與非門。再送到3態收發器使能端OE。IPM正常工作時．與非門輸出為低電平。3態收發器選通；IPM有故障時。與非門輸出為高電平。3態收發器所有輸出置為高阻態。封鎖各個IPM的控制信號．關斷IPM．實現保護。

4．2 軟件

    IPM有故障時．FO輸出低電平，FO信號通過高速光耦送到控制器進行處理。處理器確認后。利用中斷或軟件關斷IPM的PWM控制信號．從而達到保護目的。如在基于DSP控制的系統中．利用事件管理器中功率驅動保護引腳(PDPINT)中斷實現對IPM的保護。通常1個事件管理器嚴生的多路PWM可控制多個IPM工作．其中每個開關管均可輸出FO信號，每個開關管的FO信號通過與門．當任一開關管有故障時輸出低電平，與門輸出低電平．將該引腳連至PDPINT，由于PDPINT為低電平時DSP中斷，所有的事件管理器輸出引腳均被硬件設置為高阻態，從而達到保護目的。

    以上2種方案均利用IPM故障輸出信號封鎖IPM的控制信號通道．因而彌補了IPM自身保護的不足，有效地保護了器件。

5 IPM的緩沖電路設計

    在IPM應用中，由于高頻開關過程和功率回路寄生電感等疊加產生的di／dt、dv／dt和瞬時功耗會對器件產生較大的沖擊，易損壞器件．因此需設置緩沖電路(即吸收電路)，目的是改變器件的開關軌跡，控制各種瞬態過壓，降低器件開關損耗．保護器件安全運行。

    圖4為常用的3種IPM緩沖電路。圖4(a)為單只無感電容器構成的緩沖電路，對瞬變電壓有效且成本低，適用于小功率IPM。圖4(b)為RCD構成的緩沖電路，適用于較大功率IPM．緩沖二極管D可箝住瞬變電壓，從而抑制由于母線寄生電感可能引起的寄生振蕩。其RC時間常數應設計為開關周期的1／3，即r=T／3=1／3f。圖4(c)為P型RCD和N型RCD構成的緩沖電路，適用于大功率IPM。功能類似于圖4(b)所示的緩沖電路，其回路電感更小。若同時配合使用圖4(a)所示的緩沖電路。還能減小緩沖二極管的應力，緩沖效果更好。

    在圖4(c)中，當IGBT關斷時．負載電流經緩沖二極管向緩沖電容器充電，同時集電極電流逐漸減少，由于電容器二端的電壓不能突變．所以有效地限制了IGBT集電極電壓上升率dv／dt。也避免了集電極電壓和集電極電流同時達到最大值。IGBT集電極母線電感、電路及其元件內部的雜散電感在IGBT開通時儲存的能量，這時儲存在緩沖電容器中。當IGBT開通時，集電極母線電感以及其他雜散電感又有效地限制了IGBT集電極電流上升率di／dt．同樣也避免了集電極電壓和集電極電流同時達到最大值。此時，緩沖電容器通過外接電阻器和IGBT開關放電，其儲存的開關能量也隨之在外接電阻器和電路、元件內部的電阻器上耗散。如此，便將IGBT運行時產生的開關損耗轉移到緩沖電路．最后在相關電阻器上以熱的形式耗散，從而保護IGBT安全運行。

    圖4(c)中的電阻值和電容值按經驗數據選取：如PM200DSA060的電容值為0．221xF~0．47xF,耐壓值是IGBT的1．1倍~1．5倍，電阻值為10?—20?,電阻功率按P=fCU2xlO-6計算，其中f為IGBT工作頻率，u為IGBT的工作峰值電壓。C為緩沖電路與電阻器串聯電容。二極管選用快恢復二極管。為了保證緩沖電路的可靠性，可以根據功率大小選擇封裝好的圖4所示的緩沖電路。
 
    另外，由于母線電感、緩沖電路及其元件內部的雜散電感對IPM尤其是大功率IPM有極大的影響，因此愈小愈好。要減小這些電感需從多方面人手：直流母線要盡量地短；緩沖電路要盡可能地靠近模塊；選用低電感的聚丙烯無極電容器、與IPM相匹配的快速緩沖二極管及無感泄放電阻器。

6 IPM在單相全橋逆變器中的應用

    圖5所示的單相全橋逆變電路主要由逆變電路和控制電路組成。逆變電路包括逆變全橋和濾波電路，其中逆變全橋完成直流到交流的變換．濾波電路濾除諧波成分以獲得需要的交流電；控制電路完成對逆變橋中開關管的控制并實現部分保護功能。

    圖中的逆變全橋由4個開關管和4個續流二極管組成，工作時開關管在高頻條件下通斷．開關瞬間開關管電壓和電流變大，損耗大，結溫升高，加上功率回路寄生電感、振蕩及噪聲等．極易導致開關管瞬間損壞，以往常用分立元件設計開關管的保護電路和驅動電路，導致電路龐大且不可靠。

    筆者采用一對PM200DSA060雙單元IPM模塊分別代替圖中Vl、D1、V2、D2組合和V3、D3、v4、D4組合構成全橋逆變電路，利用DSP對IPM的控制，完成了中頻率20kW、230V逆變器的設計和調試，采用了如上所述的驅動電路、圖4(c)中的緩沖電路和基于DSP控制的軟件IPM保護電路。設計實踐表明：使用IPM可簡化系統硬件電路、縮短系統開發時間、提高可靠性、縮小體積，提高保護能力。