引言/摘要

全球對降低能耗的需求正在促進節能技術的推廣。在70W - 500W交流輸入電源中，由于LLC諧振轉換器 (效率通常在90%以上) 的效率高于標準電源拓撲，所以其運用越來越廣泛。本文闡釋了諧振轉換器高效的原因，并探討了LLC諧振轉換器的功能和優勢，最后簡要分析了一個采用FSFR2100 LLC諧振轉換器的電源。

采用諧振轉換器的理由

把能耗降至最低有許多好處：減少溫室氣體排放；減少不可再生能源的使用，以及降低運行電源的生命周期成本。電源節能倡議不僅建議或規定不同負載條件下電源的效率，而且還包括了對待機功耗的要求。在美國加州，50W以上的外部適配器的滿負載效率必須大于85%。80PLUS等自愿性倡議要求電源在20%、50%和100%不同負載條件下的效率都大于80%。而歐盟正在對20大類產品進行評估，旨在于整個歐洲范圍內推出節能規范，在其它地區的既有規范和自愿性標準預計將對歐盟規范有重大影響。

功率因數校正(PFC) 前端是電源常用的一項額外功能，例如80PLUS倡議就要求采用PFC的功能。PFC可以節省耗電量，避免建筑物內第三階諧波電流造成的一些問題，而PFC電路一般能產生380V-400V左右的恒定電壓，這種窄輸入電壓范圍大大有利于諧振拓撲的采用。

以往，前級臨界連續Boost升壓PFC和后級雙管正激拓補，都是100W – 300W功率因數校正電源的首選拓撲，這種情況直到最近才有所改變。這種拓撲簡明易懂，是隔離型降壓拓撲 (正激拓撲) 的衍生結構，利用兩個晶體管代替一個晶體管，可盡量減小晶體管成本，簡化變壓器設計。此外，這種拓撲能夠處理很寬的輸入電壓范圍，具有很好的輕負載調節性能。不過，它需要一個很大的輸出電感，在大負載條件下的效率低于諧振轉換器。

諧振轉換器中的零電壓開關

諧振轉換器的高效率優勢源于它采用了零電壓開關 (ZVS) 技術 [注1]。電路中的功率開關在其兩端電壓極低時導通。由于開關損耗和流經開關的電流與開關上的電壓的乘積有關，而電壓幾乎為零，故導通損耗非常低。

只有在電流波形滯后于電壓波形時，才會出現零電壓開關。這種滯后由諧振電路產生，圖1顯示了一個諧振轉換器的模塊示意圖。首先，利用半橋或全橋的電路把直流輸入電壓轉換為方波，再將方波饋入諧振電路。方波是由正弦基波和一系列高階諧波組成。在初步分析中，可以把方波近似為基波，可忽略高階諧波的影響。

諧振電路產生電壓波形基本分量和輸出電流波形之間所需的相位滯后，其波形非常接近于正弦曲線。諧振電路一般帶有一個變壓器，既用來調節輸出電壓；也用作基于安全或電路考慮的隔離。然后，周期性輸出電壓波形被整流，產生所需的輸出直流電壓。關于調節該電壓的控制回路稍后將會討論。

圖1  LLC諧振轉換器模塊示意圖和零電壓開關波形

圖1顯示了第一級的輸出電壓和電流。諧振網絡造成的相移會在方波電壓和正弦電流之間造成延時，從而實現零電壓開關。當Q1關斷時，諧振電流會流經Q2的體二極管。由于在Q2上的電壓幾乎為零，因此導通損耗極低。此外，還有一個好處是因為開關噪聲更小，故EMI也被降低，而EMI噪聲的主要分量在開關基頻上。

要避免Q1 和 Q2同時導通的可能性，需要一定的死區時間。以Q1的關斷波形為例，流經開關的電流很大，接近峰值。在關斷期間的電壓變化為滿總線電壓，故關斷步驟不是無損的。

Q1的輸出電容的作用也必須重視，為了便于解釋，我們想象一下在Q1的漏源極之間增加一個非常大的外部電容，假設總線電壓為400V，漏／源電壓 (drain to source voltage) 為1V，柵極驅動電壓為10V。在關斷期間，電容會把漏-源電壓鉗位在1V。因為CGD 電容只需要9V的充電電壓而非390V放電，故需要的電荷遠少于正常關斷電荷的1/40 (這里考慮到了CGD隨電壓減小的額外有利影響)。因此，Q1會因其上的電壓低而迅速關斷。不過，要增加非常大的電容是不切實際的，因為這會阻礙Q2的零電壓導通。

MOSFET輸出電容的影響，再加上有時候一個小的外部并聯電容的作用，是可以降低部分關斷的損耗，并有助于接近上面提到的理想狀態。然而，必須謹慎考慮Q2關斷和Q1導通的交互轉換。為了確保Q2的零電壓開關，很重要的一點是Q1的電容需完全充電，而充電時間應該不超過死區時間。在給于總線電壓VBUS下該電容的充電時間tSW，開關時的電流ISW，以及有效漏／源電容CDSeff的關系如下：

VBUS由設計條件預先定義。如果CDSeff 為零，將出現Q1的硬開關和Q2的零電壓開關。如果CDSeff 太大，則出現Q2硬開關狀態。在輕載條件下，而 ISW 很小，那么隨著負載的減小，Q2最終也會出現硬開關狀態。CDSeff 的選擇主要取決于MOSFET的COSS，故是一個重要的設計折衷。當考慮到任何芯片尺寸較大 (因而COSS 較大)、RDS(ON) 較低的MOSFET系列器件時，這一點尤其重要。

LLC諧振轉換器中的輸出電壓調節

對于采用零電壓開關的諧振轉換器，在設計諧振電路時必須確保電流波形始終滯后于電壓波形。這種情況在負載為電感型時發生，并且頻率高于諧振頻率。在增益特性方面，電壓增益隨頻率下降。控制電路可通過改變輸入方波的頻率來調節輸出電壓，這會改變系統增益，從而產生調節過的輸出電壓。

最理想的情況是，增益特性與負載條件無關，而且增益和頻率范圍都應該很易于調節。可惜的是，這些特性都極難實現。以標準諧振轉換器為例，串聯諧振轉換器的負載范圍很窄，因為增益特性隨負載變化很大；而并聯諧振轉換器的輸入電壓范圍很窄，輕載下效率也很低。LLC轉換器則可以避免這些問題。

標準諧振轉換器中有兩個組件決定諧振頻率：電感 (L) 和電容 (C)。LLC轉換器是串聯諧振轉換器，有一個額外的電感  (L) 與其它兩個組件串聯，故名為L-L-C轉換器。圖1所示的諧振電路即是一個LLC轉換器電路。在該電路中，Cr 為諧振電容。兩個電感值分別為集成式變壓器的勵磁電感(Lm) 和總漏電感 (Llkp 加 Llks)。在某些情況下，第二個電感值可以由一個外部獨立電感來實現，這種通常用于更高的功率級。

相比其他諧振轉換器，LLC 轉換器在變化負載條件下具有良好的調節性能。它要求線路輸入電壓控制良好，故一般需要PFC 前端高性能工作。業界對它的了解遠不及雙管正激拓撲。它的頻率范圍比雙管正激拓撲寬，但比其它諧振轉換器要窄得多。

圖2顯示了一個LLC轉換器的增益特性。在增益與頻率的關系圖中，給出了不同負載條件下的增益曲線。LLC 轉換器有兩個諧振頻率。如箭頭所指，較低的諧振頻率在60kHz左右；較高的則為100kHz。所有曲線，不論負載如何，都相交于第二個諧振頻率處。

對于這種設計，諧振頻率下的增益為1.2。因此如果輸出電壓設定為12V、匝數比為40:1，那么這將出現在400V輸入電壓下。不論負載如何，忽略損耗情況，頻率將保持不變。

為了便于說明，我們假設輸入電壓上升到480V，這時控制電路必需把增益降低到1.0，才能保持12V的輸出電壓。在這種情況下，頻率將在滿載下的115kHz和 20% 負載條件下的130kHz之間變化，從圖中可看出，正是對應的負載條件下的增益曲線與增益＝1.0這條線相交處的頻率。

這顯示出當偏離設計的輸入工作電壓時， 頻率便會發生一些變化，輕負載下開關損耗就會增加。總而言之，LLC轉換器在恒定輸入電壓下工作性能最好，比如由 PFC 級提供電壓。通過設計，它們可適用于某個地區的電壓輸入范圍，比如195VAC – 265VAC。

圖2：LLC諧振轉換器增益曲線示例

對于更高的功率級，它通常都帶有功率因數校正 (PFC) 前端級。LLC轉換器的設計使得幾乎在所有工作條件下PFC級都產生恒定輸出電壓，在此電壓下，頻率不隨負載改變而變化。對于缺失輸入半波的情況下，就需要一些額外的增益，這就是所謂的“保持” (hold-up) 時間要求。

采用FSFR2100的電路實例

圖3所示為采用FSFR2100實現的LLC諧振轉換器，輸入由PFC級提供。它采用26mm x 10.5mm x 3.2mm的超小型封裝，集成了600V高壓控制IC和2個600V MOSFET。這種諧振轉換器的效率相當高，無需散熱器即可處理高達200W的功率，從而使設計更為緊湊。而標準拓撲必需散熱器才能處理200W電源。

圖3：采用FSFR2100的典型LLC諧振轉換器電路

組件Rdamp、Dboot 和 CHVcc構成內部驅動高端MOSFET所需的自舉式 (bootstrap) 電路，可以利用一個電阻 (Rsense) 和濾波電路 (RLPF 與 CLPF) 來感測電流，以檢測正常和非正常過流情況。正常過流保護電路有1.5 us的延時，而非正常過流保護電路延時為50ns。非正常過流保護電路可迅速檢測出嚴重的故障，例如輸出二極管短路。過流保護容忍激活之前輸出端的暫時過載，時間由CON引腳上的定時電容CB (帶1.5us的固定延時，以消除噪聲) 決定。

CON引腳還可控制LLC控制器的開和關。FSFR2100帶有突發模式，該模式會先有一連串的諧振活動發生，然后就有一段無開關期，這樣可以提高輕載條件下的效率。CON控制用于進一步提升帶有輔助電源電路的待機性能。如果沒有輔助電源，器件便由一個輔助線圈供電。當LVcc電壓過大時，過壓保護電路會關斷器件。在器件由輔助線圈供電的應用中，它可用作輸出過壓保護電路。

圖中顯示的LLC諧振電路如前所述。在這個例子中，輸出整流模塊使用了D1 和 D2這2個輸出二極管，在變壓器的輸出端還有1個中間抽頭。

KA431周圍的電路是誤差放大器和光耦合電路，這些電路將反饋回初級端。如果輸出電壓增加，超過所希望的參考值，系統的增益必須減小。這可以通過增大RT引腳的電流，提高工作頻率來實現。如果光耦合晶體管導通，頻率就會增加，甚至一直達到由Rmax 決定 (與Rmin相互作用) 的最大頻率，這情況一般發生在輸出電壓超過參考值時。增益的減小最終導致輸出電壓降低到所需的參考級，因而實現閉環工作。

軟啟動能在啟動期間保持著低增益。從增益曲線可看出，這是在高頻下發生的，故軟啟動時需要高頻 (一般是諧振頻率的2到3倍)。Css 和 Rss，再加上Rmin ，決定了軟啟動的性能 (此時Rmax忽略不計)。當Css充電時，Rss將吸取RT引腳的電流，開關頻率增大。當Css 完全充電時，沒有電流流經Rss ，故電流由Rmin.決定。

FSFR2100可實現高達300kHz的工作頻率，支持軟啟動等功能。正常工作頻率在100kHz范圍。

參考文獻

[1] R. W. Erickson and D. Maksimovic, “Fundamentals of Power Electronics”, Second Edition, Springer, 2001, Chapter 19, ISBN 0-7923-7270-0

[2] Fairchild Semiconductor Application Note AN4151, “Half-bridge LLC Resonant Converter Design using FSFR-series Fairchild Power Switch (FPS™)”, www.fairchildsemi.com