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開關穩壓電源的設計與制作
摘要: 設計并制作如下圖所示的開關穩壓電源。
Abstract:
Key words :

一、要求
設計并制作如下圖所示的開關穩壓電源。

要求:在電阻負載條件下,①輸出電壓Uo可調范圍:30V~36V;②最大輸出電流LOmax:2A;③U2從15V變到21V時,電壓調整率SU≤0.2%(Io=2A);④Io從0變到2A時,負載調整率S1≤0.5%(U2=18V);⑤輸出噪聲紋波電壓峰-峰值UOPP≤1V(U2=18V,Uo=36V,Io=2A);⑥DC-DC變換器的效率η≥85%(U2=18V,Uo=36V,Io=2A);⑦具有過流保護功能,動作電流Io(th)=2.5±0.2A,排除過流故障后,電源能自動恢復為正常狀態;⑧能對輸出電壓進行鍵盤設定和步進調整,步進值1V,同時具有輸出電壓、電流的測量和數字顯示功能;⑨變換器(含控制電路)只能由UIN端口供電,不得另加輔助電源。

開關穩壓電源的設計與制作SMPS design

二、總體分析 
首先我們需要確定出系統方案。在要求中,第②③④⑤⑦⑧對總體方案影響不大,這些指標都只與器件選擇、制作工藝等因素有關,所以我們把注意力集中在剩下的三條指標上。首先,輸出電壓Uo可調范圍30~36V,而隔離變壓器副邊輸出為15~21V,整流濾波后最大約27V,小于30V,顯然在整個電壓范圍內都需要升壓輸出。當然,題目沒有限制整流電路形式,還有一種解決方案就是先倍壓整流再濾波,這樣后級可采用降壓電路。

其次,要求變換器整體效率大于85%,對小功率電源來說,這個要求已經比較高了,可以計算,在72W的額定功率、85%的效率下,變換器的損耗不能超過12.7W,要達到此項要求,就必須使用盡量少的器件,不論是功率主電路,還是控制測量電路,都應該使其盡量簡單。題目還要求控制電路的電源只由整流輸出口(UIN)引出,不得另加輔助電源,這就要求自制輔助電源,且輔助電源效率不得太低,所以線性電源不是理想的選擇。
從以上分析,我們得出總體需求:主電路需要使用升壓拓撲,且升壓幅度不大,電路結構應盡量簡單,器件數量盡量少,自制輔助電源,且效率應較高。分析還可以發現,輸入輸出沒有隔離要求,且輸入端已有隔離變壓器隔離,所以可以選用輸入輸出無電氣隔離的電路拓撲結構。最后我們選定基本Boost升壓電路方案,控制器選用凌陽16位單片機,驅動信號的產生選用FPCA,系統整體方案如下圖所示。220V交流電經降壓、整流、濾波得比較穩定的直流電壓,直流電壓經Boost電路升壓再濾波得平滑的直流輸出,輸出電壓、電流經采樣輸入AD轉換芯片,由單片機PID調節器實現穩壓和調壓然后輸出指令信號給FPGA、并進行顯示,FPGA生成PWM信號經驅動電路驅動功率開關管從而實現閉環反饋控制。當輸出電流大于保護設定值時產生過流保護信號,過流信號驅動繼電器動作切斷主電路同時關閉驅動信號,然后延時再嘗試通電并進行過流檢測,若過流則再斷開主電路,直到電路恢復正常為止。

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三、器件選擇
首先選擇電路開關頻率fs。因為開關損耗幾乎與開關頻率的平方成正比,頻率過高會使損耗增加;但如果頻率太小,又會使濾波電感、電容體積過大,而且電路容易出現音頻噪聲。綜合考慮以后,選擇fs為20kHz。
(1)輸入電感和輸出濾波電容的選取。首先計算升壓電感的大小。整流輸出電壓的大小為19~27V,輸出電壓范圍為30—36V,由臨界電流公式Iob=Uo/2Lf8lD(1-D)(2),當D=1/3時,臨界電流有最大值1obm=2Uo/27Lfs,要使電感電流連續,則最小負載電流(題目要求可空載,這里取0.1A)應大于Iobm,由此解得L≥2Uo/27fsIobm=2*36/27*30*0.1=1.33mH,取L=2mH。由輸出紋波△Uo=DUo/f8RC,R為負載電阻,此處可取15Ω,由此可計算濾波電容的大小,此處取C=4700μF。因Boost電路輸入電感直流分量很大,所以應盡量選取不易飽和的鐵芯作為電感磁芯,繞制時應盡量均勻緊湊,否則會增加電壓噪聲,也可直接購買。因電解電容存在較大寄生電感,所以焊接時應使引腳盡量短,同時并聯小容量聚丙烯電容,這對減小輸出電壓尖峰很有幫助。
(2)開關管的選取。開關管Q關斷時承受的正向電壓為36V,考慮一定的尖峰余地,IRF3205的正向擊穿電壓為55v,導通電阻僅為8mΩ,所以不會擊穿同時導通損耗也很小。輸出整流二極管選取導通電阻小的肖特基二極管MBR20100,其導通壓降為0.7V,反向擊穿電壓為100V。MOSFET的驅動選專用驅動芯片IR2110,驅動電路如下圖所示。

(3)其它元件的選取。測量控制電路的損耗跟元件的工作電壓有關,信號放大用的運放選低電源電壓、Rail-To-Rail型運放INA132和OPA350,可降低功耗。
單片機的功耗與CPU時鐘頻率有關,降低單片機時鐘頻率也可使損耗減小,此設計中凌陽單片機的CPU時鐘為24.576MHz。
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四、制作
上圖所示為功率主電路原理圖,下圖所示為輔助電源電路圖。輔助電源電路中,LM2575與D1、L、C2組成Buck電路,R1、R2起反饋調節作用,調節R2可改變輸出電壓。此設計中共有兩路輔助電源電路,分別為+5V和+15V。經典的Boost電路和其它電壓電流的測量電路都比較簡單,其原理不再贅述,這里就制作過程中遇到的問題及解決辦法作簡單說明。

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第一個問題是整流橋(耐流能力為10A)總是被燒毀。分析可知輸入穩態電流為SA左右,應該不會損壞整流橋,但實際上流過整流橋的電流仿真波形(C=4700μF)如下圖所示。濾波電容越大、二極管的導通角0越小,流過二極管的電流峰值就越大。其值很容易大于10A。后來我們在整流橋后面串入電感L1,因為電感有一定續流作用而使二極管導通角變大,從而減小電流峰值以保護整流橋,改進后整流橋不再燒毀。但是開機時保險管(額定電流10A)常被熔斷,分析發現,開機時整流橋后的濾波電容呈瞬時短路狀態,所以開機存在較大沖擊電流,所以我們在整流橋前串聯NTC(負溫度系數熱敏電阻,圖4中的RV1)、問題也得到解決。其原理是,開機時NTC溫度較低而呈現很大電阻,所以開機電流不會很大,隨著電路接通,NTC發熱而呈現很小電阻,所以正常工作時NTC上電壓降很小,不會影響電路正常工作。

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遇到的第二個問題就是電壓調節慢和穩壓不好,剛開始我們以為是軟件調節器的問題,檢查很久后發現是測量電壓不準造成的。在圖4電路中,顯然負載兩端電壓正比于節點1與2之間電壓,我們剛開始直接測量節點2與地之間電壓,表面上看來0.1Ω的采樣電阻影響不大,但電路中流過的電流為2A時,電流采樣電阻上的壓降為0.2V,誤差約為0.5%,可見誤差并不小。另一方面,若用此種采樣方案,會因電路中電流的不同,造成的測量誤差也不同,隨電壓變化誤差呈現一定的非線性,這會給電壓調節帶來麻煩。所以,我們后來改用差分的方式采集電壓,也就是使用差分運放在節點1和節點2之間采樣,這樣可大大減小誤差,改進后取得了很好的效果。測量電路的各個環節都應準確可靠,采樣電阻也應盡量準確穩定,如下圖所示的兩個采樣電路,同樣都可實現將輸出電壓縮小為十分之一采樣,但圖(b)電路中放大倍數的精度和穩定度都更高,也就是應使采樣電阻可變化程度盡量小。類似,若在AD轉換的入端需要對待測電壓或電流信號濾波,則濾波電容不宜過大,否則會影響響應時間而造成測量滯后,自然會使調節不準確。這些問題雖然簡單卻影響很大,若能快速準確的測量,單片機的調節將順利得多。

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第三個問題就是輸出電壓有較大尖峰,這顯然是由于開關管的高頻開關造成的,尤其是關斷時,由于電路中有寄生電感,瞬間電流的切斷會在電感兩端出現沖擊電壓。我們的解決辦法是一方面對開關管加緩沖電路,改善關斷性能,基本原理如下圖,開關管Q關斷時,原電路一部分電流通過快恢復二極管1)對電容C充電,使開關管兩端電壓緩慢E升,電路中電流的減小速度也有所減緩,簡單的緩沖電路可省去二極管D。具體的RCD的參數設計較復雜,設計時可參考有關開關電源書籍。另一方面是在輸出濾波電解電容兩端并接高頻特性好、寄生電感小的聚丙烯電容,且多個并聯效果更好,但是要保證引線盡量短。同時為了減小線路電感,對功率主電路,應使走線盡量短,線徑稍粗。

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再就是Boost電路本身的一個特點——不能開路運行,然而題目意思顯然要求電源可以開路。因為負載開路時,輸入電感照常周期性地不斷儲能和釋放能量,而能量沒有被負載消耗掉,電容電壓將持續升高即多余的能量都存儲到電容極板間,很快導致電容擊穿。一種解決辦法是加假負載,也就是說,當檢測到電源處于空載狀態時,自動投入一個輕負載,這個負載電阻值較大,既能維持輸出電壓為給定值、本身功率損耗又較小。
以上是在制作此開關電源中遇到的問題及一些解決方案,采取這些措施并仔細調試后都達到了較好的效果。

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