隨著變頻調速技術的發展，作為大容量傳動的高壓變頻調速技術得到了廣泛應用。高壓電動機利用高壓變頻器可以實現無級調速，既可滿足生產工藝過程對電動機調速控制的要求，又可節約能源，降低生產成本［1］。自1994年美國羅賓康公司推出第一代完美無諧波高壓變頻器以來，由于其性能好、可靠性高、維修簡單等優點，在歐美、日本、中國等市場一直處于領先地位，完美無諧波高壓變頻器較之普通高壓變頻器，無論從變頻器控制性能、可靠性保證、制造工藝等方面都提高了很大的一個檔次［1］。但是，到目前為止，這種完美高壓變頻器的功率單元的整流部分采用單向二極管串聯，逆變器部分輸出采用多電平移相式pwm技術，每個功率單元脈沖控制都是采用pwm控制，逆變器的控制脈沖波形，由參考正弦波和三角波比較產生。為了進一步改進高壓變頻器的節能與降低電網污染及電磁干擾等現象，本文闡述了一種新型功率單元，即非pwm功率單元。非pwm并非真的不是pwm原理，只是把用于產生脈沖波形的三角載波，換成了頻率不變，幅值變化的矩形波。為了引出新型功率單元，我們先從簡單地對普通完美無諧波高壓變頻器進行介紹入手。
2 完美無諧波高壓變頻器原理
完美無諧波高壓變頻器采用若干個變頻功率單元串聯的方式實現直接高壓輸出。該變頻器具有對電網諧波污染小，輸入功率因數高，輸出波形質量好，不存在諧波引起的電機附加發熱、轉矩脈動、噪音、dv/dt及共模電壓等問題的特性，不必加輸出濾波器，就可以使用普通的異步電機，包括國產電機。
2.1 功率單元串聯多電平結構
如圖1所示，變頻器共有15個功率單元，從a1～a5、b1～b5、c1～c5。每個功率單元輸出電壓為690v，功率單元本身結構完全相同［2］。6kv或10kv 電網電壓經過副邊多重化的隔離變壓器給功率單元供電，功率單元為三相輸入、單相輸出的交-直-交pwm
電壓源型逆變器結構，實現變壓變頻的高壓直接輸出，供給高壓電動機。以6kv輸出電壓等級為例，每相由5個額定電壓為690v的功率單元串聯而成，輸出相電壓達3450v，線電壓達6kv左右，每個功率單元分別由輸入變壓器的一組副邊供電，功率單元之間及變壓器二次繞組之間相互絕緣。二次繞組采用延邊三角形接法，實現多重化，以達到降低輸入諧波電流的目的［2］。對于6kv電壓等級的變頻器，就是36脈沖的整流電路結構，輸入電流波形接近正弦波。由于輸入電流諧波失真很低，變頻器輸入的功率因數可達到0.95以上。
2.2 傳統pwm功率單元
傳統的pwm功率單元電路結構如圖2所示。
功率單元為三相輸入單相輸出的交－直－交pwm電壓源型變頻器，移相變壓器的副邊輸出三相交流電經功率單元的三相二極管整流后，經濾波電容形成平直的直流電，再經過4個igbt構成的h型單相逆變橋，實行pwm控制。逆變器輸出采用多電平移相式pwm技術，同一相的功率單元，輸出相同幅值和相位的基波電壓，但串聯各單元的載波之間互相錯開一定電角度，實現多電平pwm，疊加以后輸出電壓的等效開關頻率和電平數大大增加，輸出電壓非常接近正弦波。每個功率單元脈沖控制都是采用spwm控制，逆變器的控制脈沖波形，由參考正弦波和三角波比較產生。
3 非pwm（npwm）功率單元
3.1 非pwm功率單元的電路及特點
如上所述，普通pwm功率單元已經很好的完成了接近正弦波的輸出，但是這種pwm方式還是無法避免電網污染和電磁干擾現象。綜合過去知識沉淀，在普通功率單元結構的基礎上提出了獨特的一種功率單元實現，其結構如圖3所示。
非pwm功率單元由如下兩部分構成：輸入單元部分由晶閘管三相可控整流橋所組成，輸出單元部分由igbt構成的逆變橋所組成，其輸出電壓狀態為1，0，-1。如果每相由五個單元疊加而成那么就可以產生11種不同的電壓等級，由此，完美無諧波系統變頻就可以合成更加完美的正弦輸出電壓波形。
該功率單元結構的特點是：
?。?） 輸出電壓的幅值的調節是由反并聯可逆邏輯無環流可控整流電路來實現。（ud=2.34u2cosα）
?。?） 輸出電壓的頻率的變化是由逆變單元模塊來實現的，整個系統將調壓和調頻分開來進行，但變頻又變壓的原理保持不變。
?。?） 反并聯可逆邏輯無環流整流側可自動實現能量回饋，達到節省能源的目的。
（4）由于輸出逆變模塊的開關頻率不會高于輸出頻率，因此避免了傳統的pwm方式所造成的電網污染和電磁干擾現象，這將預示著一種新型的節能綠色高壓變頻器的誕生－非pwm（npwm）功率單元高壓變頻器。
采用反并聯可逆邏輯無環流整流，不但可以很好的完成整流功能，還能實現能量回饋，把多余的能量回送到電網，節省了能源消耗。由于這種無環流可逆系統采用控制原則是兩組橋在任意時刻只有一組投入工作，另一組關斷，所以在兩組橋之間不存在環流。變流器之間的切換過程是由邏輯單元控制的，因此稱為邏輯無環流系統。
矩形波調制原理與原來三角波調制類似，在正弦波作調制波的情況下，把原來的三角波換成了矩形波做載波。以一個功率單元為例，用矩形波去截同頻率的正弦波，當正弦波的幅值大于矩形波幅值時，使之有電壓輸出，其余時間內使輸出為零，即可得到一個功率單元的輸出。用9個單元的輸出相疊加，即可得到完美接近正弦波的電壓輸出。
輸入側隔離變壓器二次繞組經過移相降壓，為每個功率單元提供獨立電源，對6kv而言相當于30脈沖不可控整流輸入，消除了大部分由單個功率單元所引起的諧波電流，極大地抑制了網側諧波的產生；變頻器引起的網側諧波含量可滿足《電能質量公用電網諧波》對諧波含量的最嚴格要求，無需安裝輸入濾波器，并保護周邊設備免受諧波干擾。正常調速范圍內功率因數大于0.95，無需功率因數補償電容；采用矩形波做載波，大大削弱了輸出諧波含量，輸出波形接近完美正弦波，無需輸出濾波器裝置，就可使總諧波含量（thd）降低到2%以下。
采用反并聯電路雖然增加了晶閘管的數量?？此铺岣吡顺杀?，但是由于逆變部分采用與正弦波同頻率的矩形波做載波，大大降低了管子的頻率，在批量生產的情況下，又可以用低頻開關管來替代高價的igbt，因此降低了成本；由于無高頻，省略了高頻保護電路，除了可以減小電網污染以外，還降低了成本。所以這種設計不但可以彌補由增加晶閘管造成的成本增加，還可以進一步降低總成本。
3.2 非pwm功率單元的計算機仿真
普通高壓變頻器中每個單元輸出的pwm波的調制機理是由正弦波作信號波，三角波作載波調制產生的。而非pwm功率的實現思想則迥然不同，在每個單元采用頻率不變，幅值變化的矩形波作載波，來調制輸出所需要的非pwm波。
我們對額定輸出電壓為10kv的變頻器進行了計算機仿真，每相由九個額定電壓為650v的功率單元串聯而成，輸出相電壓最高可達5850v，線電壓可達10kv左右。非pwm功率單元的仿真電路如圖4所示，仿真結果如圖5所示。
由仿真結果可以看出，這種新型非pwm功率單元可以輸出較之普通pwm功率單元更加完美的正弦波形。
3.3 非pwm功率單元的實現方法
控制系統中采用數字信號處理器dsp。dsp是一種具有特殊結構的微處理器，dsp芯片的內部采用程序區和數據區分開的哈佛結構，具有專門的硬件乘法器，廣泛采用流水線操作，提供特殊的dsp指令，可以用來快速地實現各種數字信號處理算法。系統控制電路中的主控部件采用tms320lf2407dsp芯片，多片dsp協同作業，通過控制器局域網（can）進行相互間的通訊聯系，完成控制參數的傳遞，從而實現移相式npwm脈沖的觸發，并且能夠對各種故障中斷做出及時地處理。
以額定輸出電壓為10kv的高壓變頻器為例，整個控制系統的實現方法如下：
系統采用的是主從多cpu控制系統?？刂齐娐方M成如圖6所示。
假設實際主電路的每相為5單元串聯結構，整個電路共有15個功率單元。對于各相中同一位置的3個功率單元，采用1片dsp進行控制，這樣15個功率單元可以由5片dsp構成5個對稱的子系統。再使用1片dsp作為主控芯片，對控制信號進行采樣和運算以及必要的信息處理。對于每個子系統中的三個功率單元使用相同的載波信號，正弦調制波信號互差120°電角度;每相的5個功率單元共用1個正弦調制波信號。子系統時鐘由主控單元給出，通過光纖傳送，從而保證整個系統的時鐘一致，不至于發生漂移。子控芯片根據給定的步長參數可以確定正弦調制波的頻率，從而可以決定輸出電壓的頻率。子控制系統同時還要對功率單元進行必要的保護。由于變頻器系統的保護信號比較多，并且保護方式也不盡相同，在本設計中主要考慮的保護信號有：過流、過壓、欠壓和過熱。在這4種典型故障情況下，子cpu將封鎖其輸出的全部npwm觸發信號，同時向主cpu發出必要的信息，使其能夠對發生的情況做出必要的響應和處理，并通過人機界面顯示出故障情況。主控dsp主要負責對給定信號以及反饋信號的采樣、實時計算、v/f查表求值、pi算法控制等等，并且通過數據和地址總線以及串行通訊接口與人機接口系統相連，從而完成信息的接收和顯示。同時它還要對由子系統發送的信息進行分析和處理，監測系統的運行狀況。同時，主控芯片將對電機回路進行必要的保護和處理。這樣可以更加充分地發揮dsp處理器的強大的運算和實時處理能力。
主控芯片與從控芯片通過控制器局域網（can）相互連接。從而完成相互之間的一些必要的信息和數據的傳送。在本系統中涉及到的需要傳送的信息和數據主要有：調制頻率信號、調制深度系數、比較輸出控制字、保護中斷信息以及初始化設定值信息等等。
采用這種控制電路，既保證了系統的功能實現和穩定運行，又有效地節約了設備成本，并且具有較強的功能擴展和升級能力。
4 結束語
與傳統的高壓變頻器pwm功率單元相比，非pwm功率單元在輸入、輸出波形和控制性能等方面有了進一步的完善，在抗電網污染和抗電磁干擾方面更較之pwm功率單元更勝一籌，具有較高的市場應用價值。