1·引言

    傳統電鍍電解直流電源采用晶閘管相控整流模式，導致電網側諧波大、功率因數" title="功率因數">功率因數低。現代電鍍電解開關電源采用二極管整流-IGBT逆變" title="逆變">逆變橋-高頻變壓器耦合-低壓整流的拓撲結構，具有體積小、效率高、直流電壓紋波小的優點，但直流母線采用大電容濾波，同樣會導致網側電流畸變、功率因數降低。鑒于電鍍電源" title="電鍍電源">電鍍電源要求輸出直流低電壓和大電流，設計的電源采用電壓空間矢量控制三相PWM整流器，從而實現了功率因數校正。采用IGBT全橋逆變，高頻變壓器耦合輸出，最后通過倍頻整流和LC濾波，使直流輸出電壓的質量和裝置能量密度顯著提高。

    文中介紹的電鍍用開關電源，其滿載輸出功率為60kW，輸出電壓為12V，輸出電流為5kA，且連續可調。通過采用三相PWM整流技術控制相電流實現正弦波。理論分析、仿真及實驗表明，該電路實現了輸入電流的高功率因數整流和低電流畸變，有效抑制電鍍電源的網側電流諧波。同時采用全橋零電壓軟開關控制方式，有效減少了功率損耗。

    2·主電路拓撲結構

    鑒于大功率的輸出，高頻逆變部分采用以IGBT為功率開關器件的全橋拓撲結構。

    圖1示出電源主電路，包括：工頻三相交流電輸入、整流橋、濾波電感電容、高頻全橋逆變器、高頻變壓器、輸出整流環節、輸出LC濾波器等。其中，C1為小電容，用于濾除尖峰脈沖帶來的毛刺；C2為大容量電容；VTi（i=1～4）構成全橋逆變器；Cz為防止變壓器發生磁偏的隔直電容。

    盡管目前廣泛采用軟開關技術實現大功率開關電鍍電源的設計方案比以前晶閘管相控整流方式效果更佳，但仍存在損耗大、功率因數低以及諧波等問題，故三相功率因數校正成為研究熱點。為此，在設計中增加了功率因數校正環節，從而有效地提高了電源的功率因數和效率。

    3·三相PWM高功率因數整流環節

    三相PWM高頻整流電路的主要原理是通過對PWM整流電路的適當控制，使輸入電流非常接近于正弦波，且和輸入電壓同相位，功率因數近似為1，因此，該整流電路可稱為高功率因數整流器。圖2示出基于三相PFC的電鍍電源系統框圖，其中前級為三相PFC及其控制電路。

    3.1整流環節電路拓撲

    圖3示出三相PWM高頻整流拓撲，整流主電路由6個IGBT與快速恢復二極管構成，系統中的電流方向如圖所示。

    設三相對稱，定義開關函數：當Sg=1（Sg*=0）時，上橋臂開關管" title="開關管">開關管導通，下橋臂開關管截止；而當Sg=1（Sg*=0）時，開關管導通情況相反，其中g=a，b，c。

    3.2電壓空間矢量原理

    三相PWM整流器采用電壓空間矢量控制，定義三相電壓型PWM整流器網側輸入電壓矢量為：

    根據三相PWM整流器開關信號S的定義，整流器有8種導通模式，對應的空間電壓矢量：U0（000），U1（100），U2（110），U3（010），U4（011），U5（001），U6（101），U7（111），其中U1～U6為6個非零有效矢量，U0和U7為兩個零矢量。在一個電流采樣周期內，開關管的導通總是以零矢量開始并以零矢量結束。用6個非零矢量和兩個零矢量去逼近電壓圓，整流器三相橋輸入端會得到等效的三相正弦波波形。可用兩個相鄰非零矢量和兩個零矢量去逼近任一空間電壓矢量，從而三相橋輸入為等效正弦波。因此，在系統運行的一個電網周期內，可以在空間中形象地用6個區域來劃分電網空間電壓矢量所在的位置：Ⅰ區θ=0～π/3；Ⅱ區θ=π/3～2π/3；Ⅲ區θ=2π/3～π；Ⅳ區θ=π～4π/3；Ⅴ區θ=4π/3～5π/3；Ⅵ區θ=5π/3～2π。

    按上述定義對電壓空間矢量進行合理分配，控制好零矢量的作用時間，形成等幅不等寬的PWM脈沖波，最終實現追蹤磁通的圓形軌跡，即實現SVPWM控制。因為直流側電壓Udc與整流器輸入電流im（m=a，b，c）互相影響，使控制變得困難，因此提出了很多不同的控制方法。在采用電壓SVPWM控制系統中，根據文獻采用直接計算合成參考電壓的方法，定義空間矢量如下：

    通過采用直接計算合成參考電壓矢量的方法，使計算變得簡單，簡化了電源硬件和系統軟件的設計，很好地控制了直流側電壓和輸入電流，有效地提高了電源的功率因數和效率。

    4·逆變橋控制及IGBT的驅動和保護

    4.1逆變橋控制

    全橋逆變器4個開關管均采用IGBT，通過DSP中的事件模塊輸出開關控制命令，即PWM控制信號。PWM信號通過基于HCLP316J的驅動保護電路放大后控制逆變電路開關器件的開通和關斷，使逆變器輸出預期波形，從而有效提高電鍍電源開關頻率，大幅減小器件體積，降低功率器件的開關損耗。TMS320F2812是專用于電氣控制與傳動控制的集成32位DSP芯片，它第一次采用片內FLASH，采用了多組總線并行機制，具有速度高達150MHz的指令周期頻率，保證了信號處理的實時性。

    4.2IGBT的驅動和保護

    鑒于對電源和驅動的要求，考慮到可靠性和經濟性，為減小體積、降低噪聲干擾、改善驅動和保護性能，選擇了驅動器件HCLP316J來驅動開關管IGBT。HCLP316J內部使用了光電耦合器來提供控制與驅動電氣上的隔離，還具有過流檢測與保護功能，通過測量IGBT兩端的飽和壓降，當IGBT流過電流過大如短路時，HCLP316J可檢測到危險，同時封鎖驅動脈沖并給出報警信號。圖4示出基于HCPL316J驅動電路的設計。

    5·功率合成

    由于設計的電源功率較大，為進一步提高電源效率，有效實現大功率合成，該電源通過采用多個變壓器串并聯結構，使并聯的輸出整流二極管之間實現自動均流，如圖1虛線框內所示。為進一步減小損耗，輸出采用多個額定電流400A、額定電壓100V的肖特基二極管并聯。該變壓器是由14個相同的小變壓器構成，變比均為4∶1。

    每個變壓器的次級輸出采用倍流整流方式，從而使變壓器輸出繞組無需中心抽頭，制造工序簡化。與全波整流方式相比，變壓器的匝比減小1/2，從而變壓器的漏感可以更小，變壓器次級電壓升高一倍，電流減小一半，可大幅減小輸出繞組的損耗；與橋式整流相比，倍流整流器使用的二極管數量減少一半。倍流整流器是結合全波整流和橋式整流兩者優點的整流器。這些措施都最大限度地減小了電源的輸出損耗，提高了效率。

    6·實驗結果分析

    根據以上策略，在圖1所示電路基礎上，采用1.2kV/150A的IGBT模塊開發了一臺60kW/20kHz（5kA/12V）大功率高頻電鍍電源，輸出電壓電流均可調。實驗電路參數如下：三相輸入電壓Uin=380V（50Hz），輸出功率Po=60kW，工作頻率f=20kHz。圖5示出采用Tektronix示波器記錄的實驗波形。

    理論分析、仿真及實驗表明，該電路很容易實現三相單位功率因數和低電流畸變，可有效抑制三相大功率電鍍電源的網側電流諧波；負載電壓電流相位一致，可實現ZCS，減小開關損耗，提高電源利用效率。

    7·結論

    該電源采用三相PWM高功率因數整流方案，很好地解決了電鍍電源的電流嚴重畸變問題；使用全橋軟開關技術，使功率器件實現零電壓軟開關，減小了開關損耗及噪聲，提高了效率。基于TMS320LF2812的電鍍電源，充分利用DSP的高速運算能力和豐富的片內外設資源；控制電路采用穩壓穩流自動轉換方案，實現了輸出穩壓穩流的自動切換，提高了輸出性能；通過變壓器的功率合成方式，增大了電源容量，滿足了大功率應用場合的需求。經仿真和實驗證明，該電源具有相當的推廣和使用價值。

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