1 引言
在電鍍行業(yè)里，一般要求工作電源的輸出電壓較低，而電流很大。電源的功率要求也比較高，一般都是幾千瓦到幾十千瓦。目前，如此大功率的電鍍電源一般都采用晶閘管相控整流方式。其缺點是體積大、效率低、噪音高、功率因數(shù)低、輸出紋波大、動態(tài)響應慢、穩(wěn)定性差等。
本文介紹的電鍍用開關電源，輸出電壓從0~12V、電流從0~5000A 連續(xù)可調，滿載輸出功率為60kW.由于采用了ZVT軟開關等技術，同時采用了較好的散熱結構，該電源的各項指標都滿足了用戶的要求，現(xiàn)已小批量投入生產。
2 主電路的拓撲結構
鑒于如此大功率的輸出，高頻逆變部分采用以IGBT為功率開關器件的全橋拓撲結構，整個主電路如圖1 所示，包括：工頻三相交流電輸入、二極管整流橋、EMI 濾波器、濾波電感電容、高頻全橋逆變器、高頻變壓器、輸出整流環(huán)節(jié)、輸出LC 濾波器等。
隔直電容Cb 是用來平衡變壓器伏秒值，防止偏磁的。考慮到效率的問題，諧振電感LS 只利用了變壓器本身的漏感。因為如果該電感太大，將會導致過高的關斷電壓尖峰，這對開關管極為不利，同時也會增大關斷損耗。另一方面，還會造成嚴重的占空比丟失，引起開關器件的電流峰值增高，使得系統(tǒng)的性能降低。
圖1 主電路原理圖
3 零電壓軟開關
高頻全橋逆變器的控制方式為移相FB2ZVS 控制方式，控制芯片采用Unitrode 公司生產的UC3875N。超前橋臂在全負載范圍內實現(xiàn)了零電壓軟開關，滯后橋臂在75 %以上負載范圍內實現(xiàn)了零電壓軟開關。圖2 為滯后橋臂IGBT 的驅動電壓和集射極電壓波形，可以看出實現(xiàn)了零電壓開通。
開關頻率選擇20kHz ,這樣設計一方面可以減小IGBT的關斷損耗，另一方面又可以兼顧高頻化，使功率變壓器及輸出濾波環(huán)節(jié)的體積減小。
圖2 IGBT驅動電壓和集射極電壓波形圖
4 容性功率母排
在最初的實驗樣機中，濾波電容C5 與IGBT 模塊之間的連接母排為普通的功率母排。在實驗中發(fā)現(xiàn)IGBT上的電壓及流過IGBT的電流均發(fā)生了高頻震蕩，圖3 為滿功率時采集的變壓器初級的電壓、電流波形圖。原因是并聯(lián)在IGBT 模塊上的突波吸收電容與功率母排的寄生電感發(fā)生了高頻諧振。滿載運行一小時后，功率母排的溫升為38 ℃，電容C5 的溫升為24 ℃。
圖3 使用普通功率母排時變壓器初級電壓、電流波形
為了消除諧振及減小功率母排、濾波電容的溫升，我們最終采用了容性功率母排，圖4 為采用容性功率母排后滿功率時采集的變壓器初級的電壓、電流波形圖。從圖中可以看出，諧振基本消除，滿載運行一小時后，無感功率母排的溫升為11 ℃，電容C5的溫升為10 ℃。
圖4 使用容性功率母排后變壓器初級電壓和電流波形
5 采用多個變壓器串并聯(lián)結構，使并聯(lián)的輸出整流二極管之間實現(xiàn)自動均流
為了進一步減小損耗，輸出整流二極管采用多只大電流（400A） 、耐高電壓（80V） 的肖特基二極管并聯(lián)使用。而且，每個變壓器的次級輸出采用了全波整流方式。這樣，每一次導通期間只有一組二極管流過電流。同時，次級整流二極管配上了RC 吸收網絡，以抑止由變壓器漏感和肖特基二極管本體電容引起的寄生震蕩。這些措施都最大限度地減小了電源的輸出損耗，有利于效率的提高。
對于大電流輸出來說，一般要把輸出整流二極管并聯(lián)使用。但由于肖特基二極管是負溫度系數(shù)的器件，并聯(lián)時一般要考慮它們之間的均流。二極管的并聯(lián)方式有許多種，圖5 所示，圖a 為直接并聯(lián)方式；圖b 為串入電阻并聯(lián)方式；圖c 為串入動態(tài)均流互感器并聯(lián)方式。（均以四只二極管的并聯(lián)為例）。
圖5 二極管的并聯(lián)方式
對于直接并聯(lián)方式，二極管的均流效果很差，輸出電流一般限制在幾十安培到幾百安培左右，不易于做到上千安培。在電流為上千安培輸出的情況下，為了達到均流的目的，可以采用串入電阻方式并聯(lián)或采用串入動態(tài)均流互感器并聯(lián)。由于鄰近效應及趨膚效應的影響，對于串入電阻的并聯(lián)方式，二極管的均流效果隨輸出電流的大小而改變，均流效果較差。為達到較好均流效果，串入的電阻不宜太小，這又帶來較大的損耗。對于串入動態(tài)均流互感器的并聯(lián)方式，可以達到較好的均流效果，但大電流互感器的制作工藝復雜，成本高，同時由于動態(tài)均流互感器的漏感及引線電感的存在，使得二極管在關斷時的反向尖峰電壓增高，電磁干擾及損耗隨之增加。
為了克服以上并聯(lián)方式的不足之處，使輸出整流二極管實現(xiàn)既能自動均流，降低損耗，又可以降低制作工藝的復雜性，我們設計了一種新穎的高頻功率變壓器，如圖1 所示。這種變壓器是由8 個相同的小變壓器構成，變比均為4∶1 ,它們的初級串聯(lián)，而次級則采用并聯(lián)結構。該變壓器采用初級自冷和次級水冷相結合的冷卻方式，這樣考慮主要在于它們的熱損耗不同，而且可以大大簡化變壓器的制作工序。
下面以兩個變壓器組為例（圖6 所示） ,說明二極管之間的均流。
圖6 多個變壓器的連接示意圖
uin為正時， u1 與u3 為正，二極管D1 與D3 導通，D2 與D4 截止，此時可以得出：
當二極管的管壓降uD1 與uD3 不等時，由公式（3） 、（4） 、（5） 、（6） 可以得出，兩個變壓器原邊的電壓uA與uB 也不等，二極管管壓降高的變壓器原邊的電壓就高，反之亦然。由公式（1） 、（2） 得：
即流過二極管D1 與D3 的電流始終相等，實現(xiàn)自動均流。可見，變壓器的這種連接方式，是靠調整單個變壓器原邊的電壓來實現(xiàn)輸出整流二極管的自動均流。
多個變壓器的這種連接方式，不僅可以使得輸出整流二極管實現(xiàn)自動均流，還可以使得變壓器的設計模塊化，簡化變壓器的制作工藝，降低了損耗。
與一只單個變壓器相比，多個變壓器的這種連接方式，減小了變壓器的變比，增強了變壓器原副邊的磁耦合性，減小了漏感（實際測量8 個變壓器原邊串聯(lián)后的漏感為6μH） ,減小了占空比的丟失。圖7 為滿載時變壓器初級電壓波形VP 和次級電壓波形VS ,從圖中可以看到占空比丟失不多（大約為5 %） ,使得系統(tǒng)的性能顯著提高。
圖7 變壓器初級和次級電壓波形圖
6 控制電路的設計
由于在本電源中使用的開關元件的過載承受能力有限，必須對輸出電流進行限制，因此，控制電路采用電壓電流雙環(huán)結構（內環(huán)為電流環(huán)，外環(huán)為電壓環(huán)） ,調節(jié)器均為PID.圖8 為控制電路的原理框圖。加入電流內環(huán)后，不僅可以對輸出電流加以限制，并且可以提高輸出的動態(tài)響應，有利于減小輸出電壓的紋波。
圖8 控制電路的原理框圖
在實際的控制電路中采用了穩(wěn)壓、穩(wěn)流自動轉換方式。圖9 為穩(wěn)壓穩(wěn)流自動轉換電路。其工作原理是：穩(wěn)流工作時，電壓環(huán)飽和，電壓環(huán)輸出大于電流給定，從而電壓環(huán)不起作用，只有電流環(huán)工作；在穩(wěn)壓工作時，電壓環(huán)退飽和，電流給定大于電壓環(huán)的輸出，電流給定運算放大器飽和，電流給定不起作用，電壓環(huán)及電流環(huán)同時工作，此時的控制器為雙環(huán)結構。這種控制方式使得輸出電壓、輸出電流均限制在給定范圍內，具體的工作方式由給定電壓、給定電流及負載三者決定。
圖9 穩(wěn)壓穩(wěn)流自動轉換電路
由于本電源的容量為60kW,為了提高效率、減小體積、提高可靠性，因此，采用軟開關技術。高頻全橋逆變器的控制方式為移相FB2ZVS 控制方式[1 ] ,它利用變壓器的漏感及管子的寄生電容諧振來實現(xiàn)ZVS .控制芯片采用Unitrode 公司生產的UC3875N。通過移相控制，超前橋臂在全負載范圍內實現(xiàn)了零電壓軟開關，滯后橋臂在75 %以上的負載范圍內實現(xiàn)了零電壓軟開關。圖2 為滯后橋臂IGBT的驅動電壓和集射極電壓波形，可以看出實現(xiàn)了零電壓開通。
7 總結
該電源裝置中，使用移相全橋軟開關技術，使得功率器件實現(xiàn)零電壓軟開關，減小了開關損耗及開關噪聲，提高了效率；設計并使用了一種新穎的高頻功率變壓器，通過調整單個變壓器的原邊電壓使輸出整流二極管實現(xiàn)自動均流；設計并使用了容性功率母排，減小了系統(tǒng)中的振蕩，減小了功率母排的發(fā)熱。控制電路中采用了穩(wěn)壓穩(wěn)流自動轉換方案，實現(xiàn)了輸出穩(wěn)壓穩(wěn)流的自動切換，提高了電源的可靠性及輸出的動態(tài)響應，減小了輸出電壓的紋波。
實驗取得了令人滿意的結果，其中功率因數(shù)可達0. 92 , 滿載效率為87 % , 輸出電壓紋波小于25mV.不僅如此，各項指標都達到甚至超過了用戶要求，而且通過了有關部門的技術鑒定，現(xiàn)已批量投入生產。