近年來(lái)消費(fèi)性電子產(chǎn)品市場(chǎng)持續(xù)增長(zhǎng)，不斷要求電源必須更“省電”和更“小型化”，于是國(guó)際組織例如“能源之星” 開(kāi)始規(guī)范對(duì)于電源設(shè)備的節(jié)能要求，尤其最需要規(guī)范的是需要恒流充電模式 (Constant Current output regulation, CC) 與恒壓充電模式 (Constant Voltage output regulation, CV) 的電池充電器，它是最常使用也最廣泛地使用在我們身邊的，應(yīng)用的范圍包括：掌上型電子式產(chǎn)品、PDA、MP3播放器和數(shù)碼相機(jī)等。然而多數(shù)的充電器大多采用次級(jí)端反饋控制的方式調(diào)節(jié)輸出，這種控制的方法并無(wú)法減少組件數(shù)目，提升效率與縮小體積，而且難以降低成本，于是新架構(gòu)的初級(jí)端調(diào)節(jié)" title="初級(jí)端調(diào)節(jié)">初級(jí)端調(diào)節(jié)控制便衍生出來(lái)。本篇文章在探討一個(gè)專(zhuān)利技術(shù)叫做”初級(jí)端調(diào)節(jié)控制器(Primary Side Regulation, PSR)”，這種PSR控制器不需要次級(jí)端的反饋線路便可在初級(jí)端精準(zhǔn)地控制充電器輸出的CV/CC，實(shí)現(xiàn)省電、高效率和低成本的電源。這種 PSR 不僅包含了跳頻 (Frequency hopping) 機(jī)制來(lái)降低 EMI，更包括了省電模式 (Green mode function) 降低待機(jī)時(shí)的電源消耗。根據(jù)實(shí)驗(yàn)的結(jié)果，這種具有初級(jí)端調(diào)節(jié)控制的充電器相對(duì)于傳統(tǒng)采用 RCC 或 PWM" title="PWM">PWM的控制方法，更可以達(dá)到低成本、省電和高效率的電源， 所以這種 PSR 控制方法提供電源朝向低成本的最佳解決方案。
簡(jiǎn)介
圖 1 為傳統(tǒng)反激式轉(zhuǎn)換器的電池充電器應(yīng)用范例，它包含了次級(jí)端 CV 控制線路與 CC 控制線路，光耦合器的作用在耦合次級(jí)端的控制信號(hào)到初級(jí)端的 PWM 控制器，PWM 控制器會(huì)根據(jù)次級(jí)端的控制信號(hào)調(diào)整 MOSFET 的開(kāi)關(guān)周期大小，達(dá)到隨次級(jí)端負(fù)載改變時(shí)仍然可以穩(wěn)定輸出負(fù)載所需的電壓與電流。這種控制方法的缺點(diǎn)在于需要有較多的次級(jí)端控制組件，而這意味著必須有較多的 PCB 板空間與較高的成本；除此之外，光耦合器有可能造成漏電的潛在危險(xiǎn)，并且二次端偵測(cè)輸出電流的電阻 RO 將增加功率的損耗而降低整體電源的效率。
圖1 傳統(tǒng)采用次級(jí)端控制線路的返馳式轉(zhuǎn)換器
初級(jí)端調(diào)節(jié)控制的基本概念
圖2為采用初級(jí)端調(diào)節(jié)控制的反激式轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)范例。PSR 控制器為了獲得次級(jí)端輸出電壓的信息，采用獨(dú)特的方式偵測(cè)變壓器輔助繞組上的波形，以獲得次級(jí)端的輸出信息進(jìn)行反饋控制。圖3所示為主要的工作波形。
圖2 采用PSR控制的返馳式轉(zhuǎn)換器電路圖
對(duì)于采用 PSR 控制器的反激式 (flyback) 轉(zhuǎn)換器工作于不連續(xù)導(dǎo)通模式之下會(huì)獲得較好的輸出調(diào)節(jié)能力。因此轉(zhuǎn)換器的工作原理如下:
當(dāng) PSR 內(nèi)部的 MOSFET 導(dǎo)通時(shí) [ton]，輸入端電壓 VIN 會(huì)建立在變壓器的兩端，因此變壓器初級(jí)端的電流 iP 將會(huì)由零線性地上升到 ipk.；所以ipk.可以由式 (1) 推導(dǎo)出。在這段期間，輸入端的能量會(huì)儲(chǔ)存在變壓器中。
當(dāng) MOSFET 截止時(shí) [toff]，原本存儲(chǔ)在變壓器的能量會(huì)使次級(jí)端的二極管導(dǎo)通，將能量傳給負(fù)載端。在這段期間，輸出端的電壓與次級(jí)端二極管的順向?qū)妷簩?huì)反射到輔助繞組，因此可將輔助繞組電壓 VAUX 表示為式 (2)。此時(shí) PSR 內(nèi)部的采樣機(jī)制將會(huì)采樣輔助繞組上的電壓，而輸出電壓的信息將會(huì)隨次級(jí)端電流減少而得知。PSR 取得輸出電壓的信息后會(huì)與內(nèi)部參考電壓 VREF 比較，形成一個(gè)電壓回路控制 MOSFET 的導(dǎo)通時(shí)間以穩(wěn)定恒定的輸出電壓。
當(dāng)次級(jí)端的輸出二極管上的電流減少為零時(shí)，此時(shí)輔助繞組上的電壓會(huì)因?yàn)樽儔浩鞯碾姼信cMOSFET 上輸出電容 COSS 產(chǎn)生諧振，直到 MOSFET 再次導(dǎo)通。
(1)
(2)
其中 LP 為變壓器初級(jí)端的感量；ton 為MOSFET的導(dǎo)通時(shí)間；NAUX/NS 為變壓器輔助繞組與次級(jí)端繞組的圈數(shù)比；VO 為輸出電壓；VF 為次級(jí)端輸出二極管的正向?qū)妷骸?
圖 3
這個(gè)采樣的方式同樣可以取得變壓器的放電時(shí)間 tdis，如圖 3 所示，次級(jí)端輸出二極管上的電流平均值會(huì)等于輸出電流 IO，因此輸出電流 IO 可以藉由 ipk 與 tdis 表示為式 (3)
(3)
其中 tS 為 PSR 控制器的開(kāi)關(guān)周期；NP/NS 為初級(jí)端與次級(jí)端的圈數(shù)比；RSENSE 為初級(jí)端電流取樣電阻。
實(shí)際實(shí)現(xiàn)一個(gè)5W的充電器，輸出規(guī)格的定義為5V/1A。控制器采用FSEZ1216，這個(gè)PSR控制器集成了 600V 的高壓 MOSFET，因此可以減少驅(qū)動(dòng)MOSFET 的線路與 PCB 走線的干擾。而為了要降低待機(jī)損耗，PSR控制器內(nèi)部的省電模式將會(huì)在輕載時(shí)線性地降低 PWM 的頻率，達(dá)到目前電源規(guī)范省電的需求；跳頻機(jī)制提升 EMI 的效能，同時(shí)充電器的輸出電壓會(huì)因配備較長(zhǎng)的輸出纜線而導(dǎo)致輸出電壓降低，也可利用內(nèi)部補(bǔ)償機(jī)制提升輸出電壓的調(diào)節(jié)能力。
如圖4至7為實(shí)驗(yàn)結(jié)果，從圖4的輸出電壓電流曲線中，可以獲得在通用交流電壓的輸入之下輸出端的恒定電壓調(diào)節(jié)率可以達(dá)到正負(fù)2.88%；而當(dāng)返回電壓 (fold-back voltage) 為 1.5V時(shí)，輸出端的恒定電流調(diào)節(jié)率可以達(dá)到正負(fù) 1.75%，其中在恒電流的范圍中的輸出電壓是藉由5V~28V VDD 的電壓控制且在輸出電壓越來(lái)越低時(shí)仍然可以穩(wěn)定恒定輸出電流。如圖5所示，平均效率可以達(dá)到72.3%@115V 與71.5%@230V，可以輕易符合“能源之星” 2.0 等級(jí)五的能源規(guī)范 (規(guī)范為68.17% 的平均效率)。由于PWM的切換頻率加入了跳頻機(jī)制，因此可以將單一頻率的能量打散為多個(gè)微調(diào)頻率的能量提升整體的EMI能力，如圖6所示可以符合EN55022 等級(jí)B的EMI規(guī)范。
圖4、5W充電器采用PSR控制的輸出電壓/電流曲線
圖5 5W 充電器采用 PSR 控制在不同輸出負(fù)載時(shí)的效率
圖6 5W 充電器采用 PSR 控制在不同輸入電壓時(shí)的待機(jī)損耗
圖7 5W 充電器采用 PSR 控制在 230V/50Hz 最大輸出瓦數(shù)時(shí)的 EMI
總結(jié)
隨著全球關(guān)注綠色能源的開(kāi)發(fā)，電源的效率也逐漸獲得重視，具有半導(dǎo)體控制的電源 IC扮演一個(gè)提升效率的重要角色，藉由電源 IC 嶄新的控制技術(shù)使電源能節(jié)省整體的成本、降低不必要的切換損失與提升 EMI 的能力，以達(dá)到『輕薄短小』的目標(biāo)。本篇文章敘述一個(gè)具有嶄新初級(jí)端調(diào)節(jié)控制技術(shù)的應(yīng)用在電池充電器上所展現(xiàn)的優(yōu)點(diǎn)，此技術(shù)利用采樣變壓器初級(jí)端的輔助繞組上的電壓達(dá)到輸出端的恒定電流與恒定電壓的調(diào)節(jié)，這樣的優(yōu)點(diǎn)可以節(jié)省傳統(tǒng)采用次級(jí)端反饋線路、光藕合器與次級(jí)端偵測(cè)電流電阻等組件，因此采用初級(jí)端調(diào)節(jié)控制 IC 的充電器是可以提供高效率與低成本的電源一個(gè)最佳解決方案。