??? 摘? 要： 研究了一種改進型毫米波開槽波導空間功率分配合成網絡。該功率分配/合成結構具有合成效率高且合成效率基本不受合成路數的限制、尺寸小、設計過程靈活和容易散熱等特點。在詳細闡述了其原理及設計過程的基礎上，設計了一個中心頻率為38 GHz的Ka頻段末端的功率合成器。仿真結果顯示此種結構回波損耗小于-12 dB的帶寬達2.3 GHz，相對中心頻率帶寬約為6%，且插入損耗小于0.3 dB，可見具有極低的插入損耗和較低的回波損耗，從而驗證了此種結構的可行性。 ?

??? 關鍵詞： 毫米波； 開槽波導； 空間功率合成； 波導-微帶過渡

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??? 毫米波頻段廣泛應用于衛星保密通信、導彈精確制導、雷達、電子對抗等方面，提高發射機的輸出功率意味著具有更好的通信質量、更大的作用半徑、更強的抗干擾能力，所以提高毫米波電路輸出功率對系統性能至關重要，但是在現有的技術水平下，單片毫米波功放芯片（MMIC）的輸出功率是有限的，一般只能達到瓦級，采用功率合成技術是一種有效的解決問題的方法。功率合成的實現方式可分為電路合成和空間合成。電路合成具有帶寬寬的優點，但是工作頻率較低，在毫米波頻段其合成效率低下，損耗很大，因而不適合在毫米波頻段應用；空間功率合成相對帶寬較窄(3 dB帶寬約5%左右)，但是因為其合成效率基本與固態器件數量無關，更適合多器件的大功率輸出，并且具有容易散熱、外形小等優點,因而得到國內外學者的關注，在微波、毫米波頻段提出了一些實現的方式。空間功率合成技術由ALEXANIAN A和YORK R A于1997年提出^[1]。此后，以YORK R A教授為代表的學者相繼提出了規則矩形波導、擴展尺寸矩形波導和擴展同軸線內空間功率合成等形式，并在X波段和K波段研制并實現基于該類結構形式的空間功率合成系統^[2-3]；1999年BASHIRULLAH R和MORTAZAWI A提出了開槽波導空間功率合成器^[4-5]，在10 GHz時8路的合成效率為88%，3 dB帶寬為5%。但是在毫米波頻段的實現方式報道的不多，國內在這方面的研究還處于初級階段。?

??? 毫米波系統的成功應用很大程度上取決于系統功率的大小，功率分配合成網絡是實現功率輸出的關鍵部件，本文在參考文獻[4]、[5]基礎上，對此種開槽波導空間功率合成方法進行了改進，把其工作頻帶拓展到Ka頻段末端，設計了一個中心頻率為38 GHz的6路功率合成器，其具有較寬的帶寬、極低的插入損耗和較低的回波損耗等特點。?

1 原理與結構?

??? 開槽波導空間功率合成器結構如圖1所示。其原理是信號從波導口輸入，利用在輸入波導寬邊上開完全相同的縫隙耦合能量到鋪設在波導上壁的微帶線中實現波導-微帶過渡，用6路此類結構構成功率分配網絡；耦合出來的信號采用MMIC放大；根據微波無源網絡互易定理，功率分配網絡反過來可用作功率合成網絡，各MMIC輸出端接上反對稱放置的功率分配網絡，從而實現功率的合成輸出。在輸入和輸出的另一面用短路活塞實現短路壁。該結構較好地解決了空間功率合成時在有限空間內如何放置多器件的一大難題，因為此結構的合成效率基本與合成路數即固態器件數量無關，當需要更大的功率輸出時，增加合成路數即可。?

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2 電路設計與參數選擇準則?

??? 開槽波導功率合成器設計可以采用基于電磁場有限元方法的三維電磁仿真軟件HFSS進行全波仿真，但是非常耗機時，給設計帶來困難，一個更好的辦法是對其進行分布式參數等效^[5-6]，如圖2所示。?

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??? 波導寬邊上的縫隙用傳輸線的支路部分來代替。第K個波導-微帶過渡單元所帶來的不連續性用電導G_K和電納B_K來等效。L_K(K=2，3，…，N)為第K個縫隙中心和第(K+1)個縫隙中心的距離。Y0是波導TE₁₀模式的特性導納。假設相鄰單元的耦合是可以忽略的，則從波導口向里看去每一節波導部分的導納是^[6]：?

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??? 首先設計每個波導——微帶過渡單元，然后級連起來就構成了整個分配/合成網絡的結構。空間功率合成的另一大難題是在盡可能大的帶寬內分/合成時信號幅度、相位的一致性，以及各路之間有足夠的隔離度。故設計的關鍵在于波導寬邊上縫隙尺寸、縫隙到波導中心的距離、短路壁距最后一路縫隙中心的距離、每相鄰單元的間距的設計以及波導-微帶轉換處的阻抗匹配。?

??? 波導寬邊上縫隙尺寸的選擇：按照波導縫隙天線的理論，在特定頻率下，縫隙的長度為諧振長度時，阻抗的虛部消失，表現為純電導，假設每個單元的縫隙長度一樣，此時有：?? ?

??? G₁=G₂=…=G_K=…=G_N?

則信號輸入波導口的導納為：?

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??? 縫隙諧振長度的選擇先通過粗略的計算，確定一個初值，再通過Ansoft HFSS仿真、優化，當波導口的導納符合im(Y)=0時,長度就是中心頻率的諧振長度。由于毫米波頻段末端色散嚴重，以及在縫隙上面鋪上微帶板，影響了電磁場的分布，高次模復雜，因此由公式計算出來的初值有可能與軟件仿真出來的值差異較大，需要反復仿真得到。縫隙的寬度對性能影響相對較小，一般選擇原則是能夠抵擋縫邊之間的最大電壓擊穿強度的沖擊以及兼顧機械加工的難度。?

??? 縫隙到波導中心的距離的選擇：當能量在波導中行波傳播時，各路耦合系數分別為：1/(N+1-k),k=1,2,…,N。當能量在波導中駐波傳播時，各路耦合系數分別為：1/N。每路波導-微帶過渡的耦合系數大小可以通過調節縫隙到波導中心的距離加以實現。調節過程中要兼顧每路信號幅度的平衡度。?

??? 短路壁距最后一路縫隙中心的距離的確定：當開槽波導功率合成器工作在駐波方式時，短路壁對性能的影響相當敏感，此處選擇的距離大約為3/4波導波長(3λ_g/4)，工程中實際長度需優化得到。在距最后一路縫隙中心為3λ_g/4處設置短路壁的原因是，當某一相位的電磁波向短路面傳播，經歷3/4波導波長，在短路壁處全反射，再經過3/4波導波長，再次回到最后一路縫隙中心處時與原來同相，同相場相互疊加獲得更強的場，使得作為接收天線的微帶線在電場強的地方可以得到更好的耦合效果。?

??? 每相鄰單元間距的確定：由于鋪設在縫隙上面的微帶線的不連續性，微帶探針很容易引起振蕩；此外相鄰單元要獲得足夠的隔離度；還要考慮MMIC放置的問題，合理地設置每相鄰單元的間距至關重要。經理論分析發現，如果距離落在nλ_g/4(n取奇數，頻率在30 GHz～40 GHz范圍內)，則必然在32 GHz～38 GHz范圍內出現振蕩，使得幅度有較大不一致，工程上一般取半個波導波長的整數倍，設計過程中折中考慮，用軟件優化取得一個最優值。?

??? 波導-微帶轉換處的阻抗匹配：標準BJ320波導等效阻抗大約為500 Ω，比標準微帶線特征阻抗50 Ω高很多。利用減高波導(7.112 mm×1.778 mm)是一種有效的方法^[6-7]，但是不便與外部部件連接。本文對此做了改進，采用標準BJ320波導(7.112 mm×3.556 mm)，把鋪設在縫隙上面的微帶線特征阻抗設為75 Ω，再通過一個過渡匹配至50 Ω，較好地解決了匹配問題又方便與外部部件連接。75 Ω微帶線開路端距縫隙中心距離為1/4微帶波長（λ_w/4），使得縫隙的中心處于微帶線的射頻短路點，縫隙輻射出的能量能夠最有效地激勵起微帶中的場，更好地實現阻抗匹配。?

??? 頂蓋尺寸的確定：為了取得更好的回波損耗、更好的隔離度，本文在參考文獻[4]、[5]的基礎上做了改進，在每路MMIC周圍加上一個金屬頂蓋，蓋子兩端距離縫隙中心λ_g/4，這樣從縫隙輻射出來的信號和從蓋子兩端發射回來的信號在縫隙中心處同相疊加，加強微帶線的耦合作用，且信號不會輻射到空氣中損耗掉。此外，這種結構在調試某一路時不會影響到相鄰的單元，方便調試。仿真發現蓋子的高度對性能的影響不大，可適當選取。?

3 無源網絡設計及仿真結果?

??? 采用標準BJ320波導，微帶板基片選用易于加工和低損耗的Rogers公司生產的介電常數相對較小的RT Duroid5880基片(ε_r=2.2,厚度0.254 mm)。?

??? 根據以上設計原理，設計了一個38 GHz的6路開槽波導空間功率合成器，其中縫隙的尺寸為：5 mm×1.5 mm，距離波導中心的距離為3.1 mm；微帶板距波導上表面為1mm，50 Ω微帶線寬度為0.774 mm；短路壁距最后一路縫隙中心為0.77λ_g。設計過程中，先對各參數進行敏感性分析，粗略計算各參數的初值，然后用HFSS軟件仿真、優化。功率分配器第一至第六路輸出口分別定義為端口2、3、…、7，其仿真結果如圖3至圖6所示。?

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??? 從圖3可以看出在36.5 GHz～39.5 GHz的范圍內，輸入端的回波損耗小于-15 dB的帶寬達1 GHz，各路耦合系數為-7.8左右，幅度不平衡度小于0.3 dB，取得了較好的幅度一致性。從圖4、圖5和圖6可以看出在36.5 GHz～39.5 GHz的范圍內，相位一致性較好，隔離度基本達到-15 dB以下（除第一路和第二路之間的隔離度外）。?

??? 把功率分配器連接成為功率合成器有兩種方式：對稱放置和反對稱放置。其中反對稱放置對信號的相位有一定的補償，有利于相位的一致性，功放的合成效率更高，插損更小。此功率合成器仿真結果如圖7所示。?

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??? 從圖7可見，整個合成網絡回波損耗小于-12 dB的帶寬達2.3 GHz，插入損耗小于0.3 dB。由于開槽波導空間功率合成結構是基于諧振方式，其相對帶寬較窄，一般只能達到5%左右。本文設計的空間功率合成器相對帶寬約為6%，帶寬有所拓展。?

??? 最后進行公差分析，對最敏感的尺寸參數在公差(±0.05 mm)范圍內仿真發現，此網絡各性能指標偏差不大，說明此結構具有較好的穩健性。?

??? 本文提出了一種改進型的適用于毫米波頻段的開槽波導空間功率分配合成網絡，詳細闡述了其原理及設計過程，并在中心頻率為38 GHz的Ka頻段末端設計了此種結構的網絡。仿真結果顯示，此種結構具有極低的插入損耗和較低的回波損耗，相對帶寬也有所增大，此外，還具有散熱容易、尺寸小等優點。結果顯示此改進型的結構相對參考文獻[4]、[5]來說，能工作在更高的頻段，插損更小，且帶寬也有所增大，說明了此結構的可行性，是一種較有競爭力的空間功率合成方式。?

參考文獻?

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Trans. Mircow. Theory Tech., 1999,47(12):2557-2561. ?

[3] CHENG N S, ALEXANIAN A, CASE M G, et al. 40?watt CW broadband spatial power combiner using dense?finline arrays[J]. IEEE Trans. Mircow. Theory Tech.,?1999,47:1070-1076.?

[4] BASHIRULLAH R, MORTAZAWI A. A slotted waveguide?quasi-optical power amplifier.Microwave Symposium Digest[J]. IEEE MTT-S International,1999:671-674.?

[5]?BASHIRULLAH R, MORTAZAWI A. A slotted-waveguide ??? power amplifier for spatial power-combining applications[J].IEEE Trans. Mircow. Theory Tech., 2000,48(7):1142-1147.?

[6] JIANG X, LIU L, ORTIZ S C, et al. A ka-band power?amplifier based on a low-profile slotted-waveguide power?combining /dividing circuit[J]. IEEE Trans. Microwave?Theory Tech., 2003,51(1):144-147.?

[7] JIANG X, ORTIZ S C, MORTAZAWI A. A ka-band?power amplifier based on the traveling-wave power-dividing/combining slotted-waveguide circuit[J]. IEEE Trans.Mircow.Theory Tech., 2004, 52(2):633-639.