原理：

 電流型脈寬調制(PWM)控制器是在普通電壓反饋PWM 控制環內部增加了電流反饋的控制環節,因而除了包含電壓型PWM 控制器的功能外,還能檢測開關電流或電感電流,實現電壓電流的雙環控制。控制原理框圖如下圖（圖1）所示。

圖 1 雙環電流型控制器原理圖

從圖 1 可以看出,電流型控制器有兩個控制閉合環路:一個是輸出電壓反饋誤差放大器Ａ,用于與基準電壓比較后產生誤差電壓;另一個是變壓器初級(電感)中電流在Rs 上產生的電壓與誤差電壓進行比較,產生調制脈沖的脈寬,使得誤差信號對峰值電感電流起著實際控制作用。系統工作過程如下:假定輸入電壓下降,整流后的直流電壓下降,經電感延遲使輸出電壓下降,經誤差放大器延遲Vca 上升,占空比變化,從而維持輸出電壓不變,在電流環中電感的峰值電流也隨輸入電壓下降,電感電流的斜率di/dt 下降,導致斜坡電壓推遲到達Vca,使PWM 占空比加大,起到調整輸出電壓的作用。由于既對電壓又對電流起控制作用,所以控制效果較好在實際中得到廣泛應用。

特點：

a)由于輸入電壓Vi 的變化立即反映為電感電流的變化,不經過誤差放大器就能在比較器中改變輸出脈沖寬度(電流控制環),因而使得系統的電壓調整率非常好,可達到0.01%V, 能夠與線性移壓器相比。

b)由于雙環控制系統內在的快速響應和高穩定性,反饋回路的增益較高,不會造成穩定性與增益的矛盾,使輸出電壓有很高的精度。

ｃ)由于Rs 上感應出峰值電感電流,只要Rs 上電平達到1V,PWM 控制器就立即關閉,形成逐個脈沖限流電路,使得在任何輸入電壓和負載瞬態變化時,功率開關管的峰值電流被控制在一定范圍內,在過載和短路時對主開關管起到有效保護。

d)誤差放大器用于控制,由于負載變化造成的輸出電壓變化,使得當負載減小時電壓升高的幅度大大減小,明顯改善了負載調整率。

e)由于系統的內環是一個良好的受控電流放大器,所以把電流取樣信號轉變成的電壓信號和一個公共電壓誤差放大器的輸出信號相比較,就可以實現并聯均流,因而系統并聯較易實現。

二、峰值電流控制與平均電流控制的比較

峰值電流模式控制和平均電流模式控制相比主要具有以下缺點:

(1)對噪聲敏感，峰值電流模式控制是將電感電流的上升沿(即開關電流)同設定的電流值相比較,當瞬態電流達到設定值,ＰＷＭ比較器輸出翻轉將功率開關管關斷。電感電流上升到設定值的坡度即(Vin-Vout)/L 很小,特別是Vin 小時坡度更小,所以這種控制方法易受噪聲干擾。每次開關管通斷時都會產生噪聲尖峰,并且耦合到控制電路的一個小電壓就能使開關管迅速關斷,使電路處于次諧波運作模式產生很大的紋波,所以對于峰值電流控制模式,電路布局和噪聲旁路設計對電路的正常工作很重要,平均電流模式控制可以簡化這部分工作。

(2)需斜坡補償,對于峰值電流控制,當占空比大于50%時擾動電流引起的電流誤差越變越大。所以尖峰電流模式控制在占空比大于50%時,電路工作不穩定,需給ＰＷＭ比較器加坡度補償以使電路穩定。內部電流環的增益尖峰會使相移超出范圍,導致電路工作不穩定,使電壓環進入次諧波振蕩。這時在連續固定的驅動脈沖時,輸出占空比卻在變化,這時也需斜坡補償來抑制次諧波振蕩。

(3)具有尖峰值/平均值誤差,在尖峰電流控制模式中,隨著占空比的不同,電感電流的平均值亦不同,通過斜坡補償可以獲得不同占空比下一致的電感電流,但這也增加了電路的復雜性。另外電感電流的平均和峰值間也存在差值,在BUCK 電路中由于電感電流的紋波相對電感電流的平均值很小,并且存在電壓外環的校正作用,所以峰值和平均值的這種誤差可以忽略;在BOOST 電路中,峰值要跟隨輸入電網的正弦波,所以和平均值間的誤差很大,在小電流時,尤其是電流不連續時,如每半周期輸入電流過零時,這種誤差最大,它會使輸入電流波形畸變。這時就需要一個大電感來使電感電流的紋波變小,但這將使電感電流的坡度變窄,減小抗干擾能力。

平均電流控制和峰值電流控制相比的優點是:

① 具有高增益的電流放大器,平均電流可以精確地跟蹤電流設定值。這點應用在高功率因數控制電路中尤其重要,此時用一個小電感就能獲得小于3%的諧波畸變,并且即使電路模型由連續電流模式過渡到不連續電流模式,平均電流法也能很好地工作;

② 噪聲抑制能力強,因為當時鐘脈沖使功率開關管開通后,晶振幅度迅速降到了一個低值;

③ 無須斜坡補償,但為了電路工作穩定,在開關頻率附近必須限定環路增益;

④ 平均電流法可應用在任意電路拓撲上,既能控制BUCK和Flyback 電路的輸入電流,又能控

制Boost 和Flyback 電路的輸出電流。若加入到ＰＷＭ比較器輸入端的波形坡度不合適,功率開關控制電路就會發生次諧波振蕩。峰值電流控制通過外加斜坡補償來防止這種振蕩;平均電流控制是由晶振幅度來提供足夠的補償坡度的。
所以,用平均電流模式解決次諧波問題更為合適。在平均電流模式中為了抑制次諧波和限定開關頻率附近電流放大器增益,在電路設計中必須遵循的一條標準是:接到ＰＷＭ比較器的一個輸入端的電感電流下降沿不能大于接到PWM 比較器的另一個輸入端的晶振幅值坡度。這也間接設定了最大電流環路增益的交越頻率。

三、斜坡補償的引入

斜坡補償原理：

鑒于以下原因,峰值電流控制必須考慮采用斜坡補償。

1 電路的穩定性

圖 2、圖3 分別是占空比大于50%和小于50%的尖峰電流控制的電感電流波形圖。其中Ve 是電壓放大器輸出的電流設定值,?Io 是擾動電流,ｍ1、ｍ2 分別是電感電流的上升沿及下降沿斜率。由圖可知,當占空比小于50%時擾動電流引起的電流誤差?I1 變小了,而占空比大于50%時擾動電流引起的電流誤差? I1 變大了。所以尖峰電流模式控制在占空比大于50%時,經過一個周期會將擾動信號擴大,從而造成工作不穩定,這時需給ＰＷＭ比較器加坡度補償以穩定電路,如圖4 所示。加了坡度補償,即使占空比小于50%,電路性能也能得到改善。

圖 2 占空比小于50%

圖 3 占空比大于50%

講沿的斜率2 m ，這樣擾動信號在一個周期內就完成了校正，如圖5 所示。

圖 4 占空比大于50% 帶坡度補償

圖5 m=m2 時，電感電流波形

2.減小尖峰值/平均值誤差

電流模式控制的實質是使平均電感電流跟隨誤差電壓 Ve 設定的值,即可用一個恒流源來代替電感,使整個系統由二階降為一階。但如圖6 所示,尖峰電流控制模式中隨著占空比Ｄ1、Ｄ2 的不同,電感電流的平均值I1、I2 亦不同。如圖7 示,可以通過斜坡補償來獲得不同占空比下一致的電感電流。

圖 6 尖峰電流控制模式中不帶斜坡補償的平均電流和尖峰電流波形圖

另外圖7 所示的電感電流平均值和峰值間也存在差值,在ＢＵＣＫ電路中由于電感電流的紋波相對電感電流的平均值很小,并且存在電壓外環的校正作用,所以峰值和平均值的這種誤差可以忽略;在ＢＯＯＳＴ電路中,峰值要跟隨輸入電網的正弦波,所以和平均值間的誤差很大。這種誤差最大,需要一個大電感來使電感電流的紋波變小,減小抗干擾能力。這也是在ＢＯＯＳＴ中采用平均值電流模式的原因。

圖 7 尖峰電流控制模式中帶斜坡補償的平均電流和尖峰電流波形圖

3.抑制次諧波振蕩

內部電流環的增益尖峰是電流模式控制的一個重要問題。這種增益尖峰發生在二分之一開關頻率處,使相移超出范圍,導致不穩定,并使電壓環進入次諧波振蕩。這時在連續固定的驅動脈沖下,輸出占空比卻在變化,如圖8 所示。采用斜坡被償也能很好地抑制次諧波振蕩。

圖8 次諧波振蕩時的電感電流波形