由于目前使用的射頻功率放大器(PA)缺乏高效率，為手持計(jì)算設(shè)備添加無(wú)線通信功能需要使用特殊的電源管理技術(shù)。一些通信協(xié)議允許突發(fā)傳輸技術(shù)，在沒有發(fā)射信號(hào)時(shí)關(guān)斷電源(通過(guò)占空比控制)，但是在傳輸過(guò)程中PA效率的典型值卻不高于40%至60%。相反地，手持設(shè)備中的主電源效率的典型值為90%至95%。

許多手持設(shè)備使用一至四節(jié)的非可充電堿性電池工作。與背光顯示相關(guān)的其他設(shè)備則要求使用更高瞬時(shí)功率的鎳甚至鋰電池以延長(zhǎng)電池壽命(在充電或者電池被替換期間)。不管電池的類型和配置如何，在調(diào)制解調(diào)器中，為了保證系統(tǒng)合理的工作壽命，無(wú)線通信的調(diào)制解調(diào)、PA和射頻電路要求使用更高容量的電池。

典型的系統(tǒng)如PCMCIA無(wú)線調(diào)制解調(diào)器，用于傳輸蜂窩數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)包(CDPD)。這樣的設(shè)備可以插入到手持個(gè)人數(shù)字助理(PDA)中，或者是運(yùn)行Windows? CE系統(tǒng)的手提電腦中，使用3.3V的電源工作僅消耗幾百毫安電流。為了避免主電池的過(guò)度漏電，PCMCIA卡通常包括一塊備用電池。備用電池可在傳輸過(guò)程中提供電源涌動(dòng)，通常還具有低的等效串聯(lián)電阻(ESR)，這在當(dāng)今流行的可充電化學(xué)電池中較為常見。無(wú)線通信鏈路的實(shí)際電源主要取決于PA的發(fā)射功率和效率。

例如，無(wú)線數(shù)據(jù)通信鏈路中的供電電源(包含備用電池)必須與工作在3.3V電源的主機(jī)手持系統(tǒng)交互(圖1 - 注意適合于手持系統(tǒng)的微型封裝：IC1為16引腳QSOP封裝，IC2為8引腳μMAX?封裝)。備用電池為單節(jié)鋰離子電池，全充電電壓為4.1V至4.2V，殘余電量不低于2.9V。IC1將備用電池電壓轉(zhuǎn)換至3.3V，而IC2則使最終的備用電壓在12mV (0.36%)的誤差范圍內(nèi)跟蹤主電源電壓。

圖1. 該電路為手持設(shè)備添加無(wú)線調(diào)制解調(diào)器和功率放大器，同時(shí)提供合適的電源管理功能。

跟蹤電源電壓對(duì)于無(wú)線硬件和主機(jī)的交互非常重要。這樣保證了雙向數(shù)據(jù)和控制線獲得正確的邏輯電平，而且防止過(guò)流從主電池流向調(diào)制解調(diào)器硬件以及從備用電池流向主電池與電子器件。

該電路工作原理如下：首先，考慮調(diào)制解調(diào)器插入到主機(jī)的PCMCIA插槽之前調(diào)制解調(diào)器的狀態(tài)。幾乎沒有能量或者很少的能量能夠從備用電池吸收過(guò)來(lái)，因而在這種狀態(tài)下調(diào)制解調(diào)器的電源必須禁用。備用電源的開關(guān)控制線為IC2的PG引腳。因?yàn)楫?dāng)調(diào)制解調(diào)器沒有連接時(shí)為IC2供電的主機(jī)VHH電壓不存在，IC2處于關(guān)斷狀態(tài)。

IC2電源關(guān)斷時(shí)電源好(PG)輸出(內(nèi)部為開漏n溝道MOSFET)為高阻，此時(shí)IC2僅吸收漏電流。當(dāng)PG輸出為高阻時(shí)，兩個(gè)電阻分壓器(R6/R7，通過(guò)IC1內(nèi)部比較器監(jiān)測(cè)備用電池電壓，而R3/R4在電源上電時(shí)設(shè)置VBOOST電平值) 作為ONB線的上拉電阻關(guān)斷IC1電源。在電源關(guān)斷期間IC1開關(guān)模式升壓調(diào)節(jié)器和低壓差(LDO)調(diào)節(jié)器均被禁用。因而有1μA漏電流通過(guò)分壓器和1mA電流流入IC1，電池漏電流的典型值為2μA。

考慮電源上電時(shí)功率的要求：如果功率放大器(PA)必須提供0.6W和50%效率，需要1.2W輸入功率。如果工作在50%占空比時(shí)(收發(fā)時(shí)間相等)，那么PA的有效功率為0.6W。在3.3V電壓工作時(shí)，負(fù)載吸收約180mA的電流。如果調(diào)制解調(diào)器的其余部分從3.3V電源吸收40mA電流，那么無(wú)線通信鏈路的總共供電電流在3.3V電源工作時(shí)為220mA1。

IC1升壓調(diào)節(jié)器在2.7V電源輸入時(shí)能夠提供(在VBOOST引腳)大約800mA電流，使用本征耗盡的Li+電池(2.9V至3.0V)則能夠提供1A或者更大的電流。即使如此仍使用內(nèi)部低效率的LDO為PA和其他的調(diào)制解調(diào)器硬件供電， LDO電流標(biāo)稱值為300mA，最小額定值為220mA。主要的原因是噪聲抑制問題。LDO在300kHz頻率工作時(shí)PSRR值約為38dB，有利于抑制VBOOST引腳上的PWM開關(guān)噪聲。LDO內(nèi)置的濾波器降低了對(duì)PA供電電壓上和相關(guān)的射頻發(fā)射部分的后級(jí)噪聲抑制的要求或者根本就不需要，因而很容易通過(guò)聯(lián)邦通信委員會(huì)(FCC)的輻射標(biāo)準(zhǔn)要求。另一方面，斷續(xù)發(fā)射效率大約為8.3%。

VBOOST在3.3V附近跟蹤VHH電壓變化。備用電池在充滿后電壓高于VBOOST，而在電量接近于耗盡時(shí)，電壓低于VBOOST ，因而LDO和升壓調(diào)節(jié)器按順序提供必需的降壓/升壓功能。SEPIC、反激和正向配置也能夠?qū)崿F(xiàn)降壓和升壓功能，但是它們都需要體積龐大、價(jià)格昂貴的電磁存儲(chǔ)元件(變壓器)，并且缺少LDO所提供的噪聲抑制功能。基于這樣的考慮，圖1所示的電路優(yōu)于其它方案。

下一步考慮當(dāng)調(diào)制解調(diào)卡插入主機(jī)的PCMCIA連接器中會(huì)發(fā)生什么情況。這一步作用是使得在相對(duì)應(yīng)的電路地(GND)之間以及在所有的雙向數(shù)據(jù)控制線之間電氣上相連接。然后主機(jī)使用EN線來(lái)使能或者禁止調(diào)制解調(diào)器硬件。如果EN線在硬件交互時(shí)初始為低電平，那么所有的調(diào)制解調(diào)器硬件將被禁止，對(duì)LDO節(jié)點(diǎn)呈現(xiàn)高阻特性。

當(dāng)主機(jī)VHH (正常3.3V)電源通過(guò)連接器給C1充電時(shí)IC2接收到電源，IC2最低工作電壓可保證正確上電工作，即使VHH在其范圍的下限(低于正常值的10%)。內(nèi)部15μs延時(shí)使得VHH在/PG輸出變?yōu)榈碗娖街斑_(dá)到穩(wěn)定(在V+端)，同時(shí)通知主機(jī)此時(shí)能夠通過(guò)EN線使能調(diào)制解調(diào)器電路。/PG低電平(虛地)使得雙電阻分壓器接地，可用于檢測(cè)電池和升壓調(diào)節(jié)器的電壓。

當(dāng)VHH連接時(shí)，IC2在/PG變低時(shí)將/ONB拉低，IC1開始關(guān)閉通過(guò)L1的能量，提高VBOOST電壓至約3.7V (通過(guò)R3/R4的反饋)。最初LDO關(guān)斷，在VBOOST實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)時(shí)打開，當(dāng)LDO輸出高于2.3V (應(yīng)該是在3.3V，因?yàn)閂HH已通過(guò)R2給C2充電) IC1進(jìn)入跟蹤模式。跟蹤模式是IC1的一項(xiàng)特殊功能，能夠迫使VBOOST電壓高于LDO電壓300mV，可通過(guò)連接IC1的OUT和TRACK引腳設(shè)置該功能。300mV的余量充許LDO保持穩(wěn)定，即使在最大輸出電流下也能保證所要求的PSRR。因?yàn)楦櫮Ｊ较码妷罕粡?qiáng)制在所要求的最小值，LDO消耗電池的能量最少。

當(dāng)IC1的FBLDO引腳為內(nèi)部基準(zhǔn)源電壓(通常1.23V)時(shí)LDO處于調(diào)節(jié)狀態(tài)。FBLDO電壓由通過(guò)R5的電流產(chǎn)生，該電流正比于通過(guò)R2的電流。因而，IC2具有傳輸函數(shù)VOUT = gm(VSENSE)R5，其中VOUT為R5上的電壓，VSENSE為RS+端與RS-端之間(R2)的電壓，gm = 10-2 mho。當(dāng)LDO調(diào)節(jié)時(shí)，VOUT = VFBLDO = 1.23V。因而VSENSE = VFBLDO/(gm*R5).

使用關(guān)系式VLDO = VHH + VSENSE替換上式中的VSENSE，

VLDO = VHH + VFBLDO/(gm*R5).

將圖1所示電路中的數(shù)值代入，

LDO = VHH + 1.23/(10-2*104) = VHH + 12.3mV.

設(shè)置R5為10kΩ使得檢測(cè)電壓為12.3mV。根據(jù)上式，可以選擇R2對(duì)從LDO到VHH的電流量編程。例如，R2 = 1kΩ，R2上電流約為12μA。

使用IC2 (高端檢流放大器)的目的是使用低值高功率、精確的檢流電阻精確測(cè)量高端電流。該應(yīng)用在使用10%精度低功率檢流電阻(例如1/16W表貼的電阻)中 并不常見。我們不關(guān)心從LDO到VHH的電流的準(zhǔn)確大小。我們只關(guān)心這個(gè)電流盡量小。

使用高阻值(1kΩ)檢流電阻的好處之一便是在 VLDO短路或者過(guò)載情況下僅通過(guò)R2從主機(jī)吸收大約3.3mA電流，這并不足于讓系統(tǒng)崩潰。R2值不必為1kΩ;IC2吸收電流約為800mA，所以設(shè)置 R2 = 12mV/800μA = 15W，允許LDO節(jié)點(diǎn)(不是主機(jī))為IC2供電。

在另一個(gè)可選的配置中，IC2的V+節(jié)點(diǎn)可直接連接到LDO而不是VHH。IC2從LDO得到電源，除了在上電期間，此時(shí)電源從VHH到R2給LDO供電。這種方案要求PA和調(diào)制解調(diào)器硬件關(guān)斷，對(duì)LDO呈現(xiàn)高阻特性，使得R2上沒有降電壓，同樣R2的值必須足夠小以保證在正常工作(3V)時(shí)V+節(jié)點(diǎn)具有最小電壓。如果 VHH = 3.6V或者更高，R2必須小于375Ωp。這個(gè)值保證了IC2在工作電流0.8mA時(shí)在VHH范圍的下限(3.6V - 10%)不超過(guò)0.3V的壓降。

肖特基二極管(D2，D3)與R2并聯(lián)，在RS+與RS-之間過(guò)壓時(shí)保護(hù)IC2。D2、D3引入小量的漏電流，不會(huì)影響電路的工作。與R5并聯(lián)的電容使LDO反饋節(jié)點(diǎn)的高頻噪聲對(duì)地旁路，這樣保證VLDO電壓光滑平穩(wěn)。前面提到，IC1包括一個(gè)具有不定輸入和輸出的比較器。在這個(gè)電路中，比較器監(jiān)測(cè)備用電池電壓，當(dāng)剩余電量接近于能夠保持通信連路工作的臨界值時(shí)向主機(jī)報(bào)警。

注意到圖1中的電路除了適合上述以外的情況外，還適應(yīng)各種條件。它與其它通信總線兼容，適合用于無(wú)線調(diào)制解調(diào)器與手持設(shè)備的交互。例如，包括板卡總線和目前非常流行的通用串行總線(USB)。該電路也接受高達(dá)5V的主供電電壓。為了獲得更大的效率，在一些應(yīng)用中可將PA直接連接到VBOOST而不是VLDO。這樣，VBOOST不需要跟蹤VLDO；可以通過(guò)單獨(dú)調(diào)整反饋電阻的大小來(lái)分別控制這兩個(gè)電壓。

IC1在1.1V時(shí)啟動(dòng)，在低至0.7V電壓時(shí)仍可工作，所以，即使在要求更低RF輸出功率電平的升壓應(yīng)用中使用兩節(jié)鎳氫備用電池仍是可接受的。最終IC1是作為一個(gè)在重載下具有300kHz開關(guān)頻率的低噪聲PWM調(diào)節(jié)器。如果需要的話，可以通過(guò)將其頻率與外部200kHz至400kHz頻率的信號(hào)源同步(使用CLK/SEL線)來(lái)控制波形的諧波分量。在輕載條件中，輻射與傳導(dǎo)能量相對(duì)較低，可以迫使IC1 (也是使用CLK/SEL線)進(jìn)入脈沖頻率調(diào)制(PFM)模式，此模式提供最高的效率以及最長(zhǎng)的電池壽命。