1 前言
電源適配器(Power adapter)是小型便攜式電子設備及電子電器的供電電源變換設備，按其輸出類型可分為交流輸出型和直流輸出型;按連接方式可分為插墻式和桌面式。廣泛配套于電話子母機、游戲機、語言復讀機、隨身聽、筆記本電腦、蜂窩電話等設備中。
表1顯示了針對外部電源適配器的最新的EPA 2.0 Level V標準。該表重點介紹了平均能效和空載功耗以及輕載功耗。
表1針對外部電源適配器的EPA 2.0 Level V標準
為此，英飛凌針對綠色電源適配器解決方案開發出全新具備數字降頻、主動突發模式和折返校正等特性QR PWM IC ICE2QS03G。
2 CCM DCM與QR工作模式對照
反激式轉換器廣泛應用于交流/直流電源，尤其適用于輸出功率低于150W的電源。單開關反激式轉換器具備三種基本工作模式：連續導通模式(CCM)、斷續導通模式(DCM)和準諧振(QR)模式。這三種工作模式都具備各自的優缺點。
2.1 連續導通模式
圖1a是典型的CCM工作波形。 轉換器的輸入功率是：
(1)
由于電感器存儲的電能不完全轉移到二次側，因此在相同條件下，CCM工作模式所需的電感通常高于DCM工作模式所需的電感。此外，更高的電感意味著主側開關電流具備較低的交流/直流轉換率，因此獲得更低的導通損耗。不過，隨著原邊電感值的升高，變壓器的磁損耗也會增大，因此在開關導通損耗和變壓器導通損耗之間需折衷考慮。
此外，在占空比大于0.5的條件下，為避免次諧波振蕩，需要加入斜率補償功能。由于高壓輸入下，導通時間較短，高壓下的補償值低于低壓下的補償值。這將使高壓下的最大輸出功率遠遠高于低壓下的最大輸出功率。實際上，采用CCM工作模式的SMPS IC針對某個具體的設計只具備一條補償曲線。如果設計發生變化，最大功率限制性能也會隨之變化。
2.2 斷續導通模式
圖1b是采用D CM工作模式的反激式轉換器的典型工作波形。 該轉換器的輸入功率是：
(2)
如上所述，在MOSFET導通期間電感存儲的電能在MOSFET關斷期間完全轉移至次側。最大功率只與電感、開關頻率和峰值電流有關。對于采用固定頻率的設計，在不同輸入電壓條件下，很容易通過使最大峰值電流保持不變來限制系統的最大輸入功率。
2.3 自由運行準諧振模式
圖1c是 在QR工作模式下的典型工作波形。該轉換器的輸入功率是：
(3)
在變壓器二次側電流為零時，原邊主電感和漏源及線路的寄生電容發生諧振，功率開關只在漏源電壓的最低點開通。在這種條件下，開關頻率由輸出負載和輸入電壓決定。如果峰值電流限制保持不變，在高輸入電壓條件下，開關頻率將大幅提高。這將導致在高壓下很高的最大輸入功率。
圖1反激式轉換器在不同工作模式下的典型工作波型
3 ICE2QS03G 特性
由于導通電壓更低，未加限頻的QR工作模式雖然具備較低的開通損耗。但是，在輕載條件下，開關頻率很高，效率下降的很快。因此，在這些條件下，需要限制開關頻率。英飛凌的數字降頻(獲得專利)概念由此被開發出來。
3.1 數字降頻概念
對于QR工作模式而言，開關周期包括三個部分：導通時間(Ton)、關斷時間(Toff)和半諧振周期(Tres)。根據變壓器主側電感器的伏特-秒平衡，Ton和Toff 可利用(4) 和 (5)等式計算，諧振周期利用(6)等式計算。在(6)等式中，Cds 為MOSFET的漏-源極等效電容。
(4)
(5)
(6)
這就解釋了為什么當負載減小或輸入電壓升高的情況下，開關頻率會提高。這是開關電源所不希望見到的，因為高開關頻率會導致高開關損耗。為了限制開關頻率，英飛凌開發出數字降頻方法，確保不在第一個諧振谷點，而是在第二個、第三個、甚至在第七個谷點進行操作——這主要取決于負載條件。
事實上，ICE2QS03G的內部有一個寄存器，稱為ZC計數器。該計數器可決定在哪個谷點打開MOSFET。通過監控反饋電壓可調節寄存器的值。當負載電流變小時，可通過控制回路降低反饋電壓，從而提高ZC計數器值，降低開關頻率。當負載電流增大時，ZC計數器值將變小。表3詳細介紹了ZC計數器的變化的工作原理，圖2通過三個例子，說明ZC計數器如何隨著反饋電壓變化而變化。
由于采用可變ZC計數器和谷底開通，當輸出負載降低時，轉換器的實際開關頻率會下降，如圖3所示。
表3 ZC調節方法
圖 2 數字降頻
圖注：Clock: 時鐘;Up/Down counter: 上/下計數器; case1: 例1;Case 2 : 例2;Case 3: 例3
圖 3 基本QR與英飛凌QR的開關頻率對照
圖注：Switching frequency: 開關頻率;Active burst mode: 主動突發模式;Free-running QR: 自由運行QR;Output power: 輸出功率3.2 主動突發模式(已獲專利)
在輕載條件下，主要損耗是開關損耗和變壓器磁損耗。兩者都與開關頻率有關。突發模式和跳周期模式是廣泛采用的兩種方法。通過采用突發模式和跳周期模式降低輕載開關頻率，可大幅提高能效。
圖4為主動突發模式的運行情況。要想進入突發模式，必須滿足三個條件。第一，反饋電壓必須低于預設的閾值VFBEB——設置進入突發模式的功率。第二，ZC上/下計數器的值必須等于7，確保轉換器處于輕載條件。最后，屏蔽時間應為24毫秒，避免由于一些可能出現的瞬變引起的干擾。
若要退出突發模式，反饋電壓應高于預設的閾值VFBLB。在主動突發模式運行過程中，當反饋電壓高于V FBBOn時，IC將啟動開關操作。當反饋電壓低于VFBBOff時，IC將停止開關操作。
VFBBoff 為3.0V，VFBBOn 為3.6V。該電壓閾值遠高于傳統突發模式的閾值，可節省IC和反饋回路光電耦合器的能耗。由于其具備較高的電壓電平，因此具備出色的抗噪性能。相對于突發模式，這種運行更加穩定，從而實現更高的能效。
圖4 主動突發模式運行：Enter bu rst: 進入突發模式;Burst On: 突發模式打開;Burst off: 突發模式關閉;Leave Burst: 退出突發模式，Current limit level during burst mode: 在突發模式運行過程中的電流限值水平
3.3 最大功率限制(帶折返校正功能)
Pin 與 Ipk 和 fsw成比例， 而Ipk 受電流采樣限值Vcs的限制。根據(4)等式，我們可以看到fsw 與Vin成比例。當線路電壓升高時，轉換器輸入功率會變得很大。當線路電壓升高時，需要限制電流采樣水平，從而限制最大輸入功率。對于ICE2QS03G而言，可通過ZC管腳輸出的電流獲得輸入電壓信息。這是因為，輔助繞組可感應與輸入電壓成比例的負電壓。由于ZC管腳在內部被鉗位到-0.3V，因此ZC管腳的輸出電流與輸入電壓成比例，如等式(12)所示。通過調節Vcs值，可有效限制最大輸入功率。圖5為檢測電路。該IC采用了數字比較電路。圖6為最大Vcs限值VS輸入電壓(與Izc成正比)。
(12)
圖 5折返校正檢測
圖注：Foldback point correction block: 折返校正塊;Current limitation: 電流限制
圖 6 Vcsmax VS 輸入線路電壓
3.4 損耗計算
表4為65W適配器在115V和 230V(交流)條件下的各種損耗分布情況
表 4 損耗分布
圖注：Loss distribution: 損耗分布;Power: 功率; Loss name: 損耗名稱
4 結論
本文對反激式轉換器的結論是，無論在滿負載、中等負載和輕負載條件下，具備數字降頻特性的QR工作模式都可獲得極高的能效。利用主動突發模式特性，可將在265V(交流)輸入電壓條件下的待機功耗限制在100mW以下。這使設計可輕而易舉地滿足相關標準要求，例如EPA2.0 Level V標準。