隨著現代科技的飛速發展，功率器件也不斷更新，PWM技術的發展也日趨完善，開關電源正朝著小、輕、薄的方向發展。由于反激變換器具有電路拓撲簡單、輸入電壓范圍寬、輸入輸出電氣隔離、體積重量小、成本低、性能良好、工作穩定可靠等優點，被廣泛應用于實際變換器設計中。以前大多數開關電源采用離線式結構，一般從輔助供電繞組回路中通過電阻分壓取樣，該反饋方式電路簡單，但由于反饋不是直接從輸出電壓取樣，沒有與輸入隔離，抗干擾能力也差，所以輸出電壓中仍有2％的紋波，對于負載變化大和輸出電壓變化大的情況下響應慢，不適合精度較高或負載變化范圍較寬的場合。下面的設計采用可調式精密并聯穩壓器TL431配合光耦構成反饋回路，達到了更好的穩壓效果。
1 UC3844芯片的介紹
UC3844是美國Unitrode公司生產的一種高性能單端輸出式電流控制型脈寬調制器芯片，由該集成電路構成的開關穩壓電源與一般的電壓控制型脈寬調制開關穩壓電源相比具有外圍電路簡單、電壓調整率好、頻響特性好、穩定幅度大、具有過流限制、過壓保護和欠壓鎖定等優點。其內部電路結構如圖1所示。 
該芯片的主要功能有：內部采用精度為±2．0％的基準電壓為5．00V，具有很高的溫度穩定性和較低的噪聲等級；振蕩器的最高振蕩頻率可達500kHz。內部振蕩器的頻率同腳8與腳4間電阻Rt、腳4的接地電容Ct的關系如式(1)所列，即
其內部帶鎖定的PWM(Pulse Width Modulation)，可以實現逐個脈沖的電流限制；具有圖騰柱輸出，能提供達1A的電流直接驅動MOSFET功率管。
2 電源的設計及穩壓工作原理
單端反激變換器，所謂單端，指高頻變壓器的磁芯僅工作在磁滯回線的一側，并且只有一個輸出端；反激式變換器工作原理，當加到原邊主功率開關管的激勵脈沖為高電平使MOSFET、開關管導通時，整流后的直流電壓加在原邊繞組兩端，此時因副邊繞組相位是上負下正，使整流二極管反向偏置而截止，磁能就儲存在高頻變壓器的原邊電感線圈中；當驅動脈沖為低電平使MOSFET開關管截止時，原邊繞組兩端電壓極性反向，使副邊繞組相位變為上正下負，則整流二極管正向偏置而導通，此后儲存在變壓器中的磁能向負載傳遞釋放。
圖2中MOSFET功率開關管的源極所接的R12是電流取樣電阻，變壓器原邊電感電流流經該電阻產生的電壓經濾波后送入UC3844的腳3，構成電流控制閉環。當腳3電壓超過1V時，PWM鎖存器將封鎖脈沖，對電路啟動過流保護功能；UC3844的腳8與腳4間電阻R16及腳4的接地電容C19決定了芯片內部的振蕩頻率，由于UC3844內部有個分頻器，所以驅動MOSFET功率開關管的方波頻率為芯片內部振蕩頻率的一半；圖3中變壓器原邊并聯的RCD緩沖電路是用于限制高頻變壓器漏感造成的尖峰電壓。變壓器副邊整流二極管并聯的RC回路是為了減小二極管反向恢復期間引起的尖峰。MOSFET功率管旁邊的RCD緩沖電路是為了防止MOSFET功率管在關斷過程中承受大反壓。緩沖電路的二極管一般選擇快速恢復二極管，而變壓器二次側的整流二極管一般選擇反向恢復電壓較高的超快恢復二極管。 
電路的反饋穩壓原理：(輸出電壓反饋電路如圖4所示)，當輸出電壓升高時，經兩電阻尺R6、R7分壓后接到TL431的參考輸入端(誤差放大器的反向輸入端)的電壓升高，與TL431內部的基準參考電壓2．5 V作比較，使得TL431陰陽極間電壓Vka降低，進而光耦二極管的電流If變大，于是光耦集射極動態電阻變小，集射極間電壓變低，也即UC3844的腳1的電平變低，經過內部電流檢測比較器與電流采樣電壓進行比較后輸出變高，PWM鎖存器復位，或非門輸出變低，于是關斷開關管，使得脈沖變窄，縮短MOSFET功率管的導通時間，于是傳輸到次級線圈和自饋線圈的能量減小，使輸出電壓Vo降低。反之亦然，總的效果是令輸出電壓保持恒定，不受電網電壓或負載變化的影響，達到了實現輸出閉環控制的目的。
此設計中，輸出電壓通過兩電阻分壓并經TL43 1的內部誤差放大器后，經過光耦接UC3844的誤差放大器的腳1，而反向輸入端腳2直接接地，輸出電壓反饋直接聯接到腳1，而不是腳2，略過了UC3844的內部誤差放大器，這使得電源的動態響應更快，因為放大器用作信號傳輸時有一定的傳輸時間，輸出與輸入并不是同時建立，不用UC3844內部誤差放大器，把反饋信號的傳輸縮短了一個放大器的傳輸時間，從而電源的動態響應更快。
3 電源的參數設計及損耗分析
3．1 變壓器原邊電感設計
3．1．1 MOSFET開關管工作的最大占空比Dmax
式中：Vor為副邊折射到原邊的反射電壓，當輸入
為AC 220V時反射電壓為135V；
VminDC為整流后的最低直流電壓；
VDS為MOSFET功率管導通時D與S極間電壓，一般取10V。
3．1．2 變壓器原邊繞組電流峰值IPK
變壓器原邊繞組電流峰值IPK為
式中：η為變壓器的轉換效率；
Po為輸出額定功率，單位為W。
3．1．3 變壓器原邊電感量LP
式中：Ts為開關管的周期(s)；
LP單位為H。
3．1．4 變壓器的氣隙lg
式中：Ae為磁芯的有效截面積(cm2)；
△B為磁芯工作磁感應強度變化值(T)；
Lp單位取H，IPK單位取A，lg單位為mm。
3．2 變壓器磁芯
反激式變換器功率通常較小，一般選用鐵氧體磁芯作為變壓器磁芯，其功率容量AP為
式中：AQ為磁芯窗口面積，單位為cm2；
Ae為磁芯的有效截面積，單位為cm2；
Po是變壓器的標稱輸出功率，單位為W；
fs為開關管的開關頻率；
Bm為磁芯最大磁感應強度，單位為T；
δ為線圈導線的電流密度，通常取200～300A／cm2，
η是變壓器的轉換效率；
Km為窗口填充系數，一般為0．2~0．4；
KC為磁芯的填充系數，對于鐵氧體為1．0。
根據求得的AP值選擇余量稍大的磁芯，一般盡量選擇窗口長寬之比較大的磁芯，這樣磁芯的窗口有效使用系數較高，同時可以減少漏感。
3．3 變壓器原副邊匝數
3．3．1 變壓器原邊匝數NP
式中：△B為磁芯工作磁感應強度變化值(T)，
Ae單位為cm2，
Ts單位為s。
3．3．2副邊匝數Ns
式中：VD為變壓器二次側整流二極管導通的正向壓降。
3．4 功率開關管的選擇
開關管的最小電壓應力UDS
一般選擇DS間
關鍵字：UC3844 反激穩壓電源 設計 分析
3．5 變壓器損耗
3．5．1 繞組銅耗計算
繞組電阻值R為
式中：MUT為平均每匝導線長度(cm)；
N為導線匝數；
為20℃時導線每cm的電阻值(μΩ)。
繞組銅耗PCU為
原、副邊繞組電阻值可通過式(10)求出，當求原邊繞組銅耗時，電流用原邊峰值電流IPK來計算；求副邊繞組銅耗時，電流用輸出電流Io來計算。
3．5．2 磁芯損耗
磁芯損耗取決于工作頻率、工作磁感應強度、電路工作狀態和所選用的磁芯材料的性能。對于雙極性開關變壓器，磁芯損耗PC為
式中：Pb為在工作頻率、工作磁感應強度下單位質量的磁芯損耗(W／kg)；
Gc為磁芯質量(Kg)。
對于單極性開關變壓器，由于磁芯工作于磁滯回線的半區，所以磁芯損耗約為雙極性開關變壓器的一半。
變壓器總損耗為總銅耗與磁芯損耗之和。
4 實驗結果及波形
實驗具體參數要求如下：輸入單相AC 220V(180～240V)，輸出電壓為24V，輸出額定功率為72W，開關頻率為20kHz。
實驗結果如表1所列。圖5為AC 220V輸入且滿載時MOSFET功率管驅動波形及電流檢測電阻端電壓波形，圖6為220V輸入時滿載輸出電壓波形，圖7為AC 220V輸入時MOSFET功率管的DS極間電壓波形。 
從表1及波形可以看出輸出電壓平均值為24V，電壓調整率小于0．1％，負載調整率最大為0．4％。可見，UC3844的腳6產生的方波直接驅動MOSFET功率管，實現了PWM控制。此設計電源的穩定性能較高，但從波形看出電流檢測電阻端電壓波形有尖峰，說明MOSFET功率管開關瞬間對變壓器還有一定的沖擊。
5 結語
電流控制型PWM芯片UC3844是一種高性能的固定頻率電流型控制器，可以產生PWM脈沖直接驅動MOSFET功率管，并具有外圍電路簡單、安裝與調試方便、性能優良等優點。本文提出了使用UC3844、TL431及光耦等構成的單端反激開關電源，直接從輸出電壓進行反饋，且電壓反饋直接接UC3844內部誤差放大器的輸出端。該設計輸出與輸入隔離，反饋回路動態響應快，穩壓控制精度高，比較適合用于小功率變換器的設計中。