引言
車載" title="車載">車載開關電源" title="開關電源">開關電源是一種DC-DC" title="DC-DC">DC-DC變換器，它與普通的通訊電源有所不同，特殊的使用環境要求電源變換器能適應－25～50℃的高低溫環境，能防止汽車高速運轉時，汽車發電機給電源的浪涌和過大的沖擊電流直接損壞電源。同時車載開關電源的設計受到蓄電池供電的制約，不能采用低成本的線性電源。由于開關具有電源效率高、體積小、質量輕等優點，應用非常廣泛。本文采用的是開關變換的方式。
1 48 V~12 V/10 A 車載開關電源方案
本文設計的車載開關電源主要包括兩大主體：主電路和控制電路。其系統總體框圖如圖1所示。主電路采用推挽變換器，控制芯片為UC3846。以下對主要電路進行設計說明。
1.1 輸入電路設計
在DC/DC 變換中，開關管的電流、電壓值的快速上升下降，電感電壓、電容的電流也迅速變化，這些都構成電磁干擾源（EMI）。為了減少干擾，所以需要在電源的輸入端加濾波器。由圖2所示的C1、C2、C3、C4、C5 和L004、L001 組成。
車載電源用于汽車上，有可能受到較大瞬態高壓，必須在輸入級加上瞬態過壓保護電路，由圖2 中的壓敏電阻S20K60 完成此功能。同時考慮到開機時，接入電源有可能有很大的浪涌電流，必須在輸入端上接上一電阻來抑制浪涌，如圖2 中的R6，當變換器正常工作后，場效應管Q2的門極電流達到開通電流使Q2 開通，R6 兩端短接，避免了過多的功率消耗在電阻上。在場效應管為IRF3205（VDSS=55 V ID=110 A RDS（on）=8.0 mΩ）。為避免安裝時接入蓄電池極性錯誤，損壞變換器，故在輸入級上反向并聯二極管D1 和D2。
1.2 直流變換部分的設計
直流變換部分是開關電源的主體部分。本文設計的開關電源采用的是推挽式，Q3、Q4 為功率管，TR1 為高頻變壓器，D7、D8、C14～C19、L1、L2等為高頻整流電路，C10、R4 為開關管的緩沖回路。Q7～Q10 為場效應管驅動電路。
1.3 開關電源控制電路的硬件設計
控制電路采用UC3846，它是一種雙端輸出的電流控制型脈寬調制器芯片，其引出的腳1為限流電平設置端；腳2 為基準電壓輸出端；腳3為電流檢測放大器的反相輸入端；腳4 為電流檢測放大器的同相輸入端；腳5 為誤差放大器的同相輸入端；腳6 為誤差放大器的反相輸入端；腳7為誤差放大器反饋補償；腳8 為振蕩器的外接電容端；腳9 為振蕩器的外接電阻端；腳10 為同步端；腳11 為PWM 脈沖的A 輸出端；腳12 為地；腳13 為集電極電源端；腳14 為PWM 脈沖的B輸出端；腳15 為控制電源輸入端；腳16 為關閉端。
當差動電流檢測放大器檢測的是開關電流而不是電感電流時，由于開關管寄生電容放電，檢測電流會有一個較大的尖峰前沿，可能使電流檢測鎖存和PWM 電路誤動作，所以應該在電流檢測輸入端加濾波電路。振蕩器的頻率由8 腳外接電容和9 腳外接電阻共同決定，而輸出頻率公式決定：
電流檢測輸入信號采用互感器L014 測定電流輸入信號，然后由D3～D6、R6～R8 變成電壓信號。電流測定放大器輸出由內電路限定在3.5 V，因此電流測定信號輸入的最高電壓應低于1.2 V。
電阻R27 和R29、VR2、R31 對輸出電壓進行取樣，然后與參考電壓VREF4 進行比較，運放U4B（LM2904N）將誤差信號進行PI 調節。當輸出電壓過高時，運放輸出端也變大，二極管D12 導通，三極管Q6 流過電流變大，則光耦器件DT2 的二極管發光強度變強，則光耦器件上三極管上流過的電流變大，則輸入到芯片UC3846 的誤差放大器反饋補償端電流變大，芯片輸出端的脈寬將變短。使輸出電壓降低。這樣即達到了輸出電壓穩定的效果。
運放U4A 和它的外圍電路構成限流環節。運放兩輸入端的電容C25 和R26構成慣性環節。當輸出電流大于10 A 時，D11 導通，影響光耦DT2 的發光強弱，從而改變輸出占空比。
2 實驗結果
根據上面的思路設計了如圖3 所示的開關電源控制電路。測試了在不同情況下的工作波形，并在各種極限環境下進行了測試，實驗結果表明，該電源設計合理，完全可以滿足車載環境下的使用。
3 結論
隨著我國經濟的高速發展，汽車行業越來越壯大。車載開關電源將作為一個重要的電子設備被廣泛應用，車載開關電源的需求量將日益增加。本設計基于把48 V 的電壓轉換為12 V 的常用電源，實驗證明設計可靠。