1 引言
80 年代問世的絕緣柵雙極性晶體管igbt 是一種新型的電力電子器件，它綜合了gtr 和mosfet的優點，控制方便、開關速度快、工作頻率高、安全工作區大。隨著電壓、電流等級的不斷提高，igbt 成為了大功率電源" title="開關電源" target="_blank">開關電源、變頻調速和有源濾波器等裝置的理想功率開關器件，在電力電子裝置中得到非常廣泛的應用。隨著現代電力電子技術的高頻大功率化的發展，開關器件在應用中潛在的問題越來越凸出，開關過程引起的電壓、電流過沖，影響到了逆變器的工作效率和工作可靠性。為解決以上問題，過電流保護、散熱及減少線路電感等措施被積極采用，緩沖電路和軟開關技術也得到了廣泛的研究，取得了迅速的進展。本文就針對這方面進行了綜述。
2 igbt 的應用領域
2.1 在變頻調速器中的應用【3】
spwm 變頻調速系統的原理框圖如圖1 所示。主回路為以igbt 為開關元件的電壓源型spwm逆變器的標準拓撲電路，電容由一個整流電路進行充電，控制回路產生的spwm 信號經驅動電路對逆變器的輸出波形進行控制;變頻器向異步電動機輸出相應頻率、幅值和相序的三相交流電壓，使之按一定的轉速和旋轉方向運轉。
2.2 在開關電源中的應用【5】
圖2 為典型的ups 系統框圖。它的基本結構是一套將交流電變為直流電的整流器和充電器以及把直流電再變為交流電的逆變器。蓄電池在交流電正常供電時貯存能量且維持正常的充電電壓，處于“浮充”狀態。一旦供電超出正常的范圍或中斷時，蓄電池立即對逆變器供電，以保證ups 電源輸出交流電壓。
圖2 ups 系統框圖
ups 逆變電源中的主要控制對象是逆變器，所使用的控制方法中用得最為廣泛的是正弦脈寬調制(spwm)法。
2.3 在有源濾波器中的應用【6】
圖3 有源濾波系統原理圖
并聯型有源濾波系統的原理圖如圖3 所示。主電路是以igbt 為開關元件的逆變器，它向系統注入反向的諧波值，理論上可以完全濾除系統中存在的諧波。與變頻調速器不同的是，有源濾波器pwm 控制信號的調制波是需要補償的各次諧波的合成波形，為了能精確的反映出調制波的各次諧波成分，必須大大提高載波的頻率。這對開關器件的開關頻率也提出了更高的要求。
3 igbt 應用中的常見問題分析
顯然，igbt 是作為逆變器的開關元件應用到各個系統中的，常用的控制方法是pwm 法。理論上和事實上都已經證明，如果把pwm 逆變器的開關頻率提高到20khz 以上，逆變器的噪聲會更小，體積會更小，重量會更輕，輸出電壓波形會更加正弦化，可見，高頻化是逆變技術發展方向【1】。但是通常的pwm 逆變器中，開關器件在高電壓下導通，在大電流下關斷，處于強迫開關過程，在高開關頻率下運行時將受到如下一系列因素的限制:
1) 產生擎住效應或動態擎住效應
圖4 igbt 內部結構電路圖
igbt 為四層結構，使體內存在一個寄生晶閘管，等效電路如圖4 所示。在npn 管的基極與發射極之間存在一個體區短路電rs，p 型體區的橫向空穴流會產生一定的壓降，對j3 來說相當于一個正偏置電壓。在規定的范圍內，這個正偏置電壓不大，npn 管不會導通。當ic大于一定程度時，該正偏置電壓足以使npn 管開通，進而使npn 和pnp 管處于飽和狀態，于是寄生晶閘管開通，柵極失去控制作用，即擎住效應，它使ic 增大，造成過高的功耗，甚至導致器件損壞。溫度升高會使得igbt 發生擎住的icm 嚴重下降【2】。在igbt 關斷的動態過程中，如果dvce/dt 越高，則在j2 結中引起的位移電流cj2dvce/dt 越大，當該電流流過體區短路電阻rs 時，可產生足以使npn 晶體管開通的正向偏置電壓，滿足寄生晶閘管開通擎住的條件，形成動態擎住效應。溫度升高會加重igbt 發生動態擎住效應的危險。
(2) 過高的di/dt 會通過igbt 和緩沖電路之間的線路電感引起開關時的電壓過沖
圖5 線路電感不為零時的開關過程
以線路電感lá0 時電路進行分析，如圖5 所示，關斷過程中，感性負載電流iá 保持不變，即iá=it+id 保持不變，it 從零增大到iá。由于二極管d 導通，voe=0，由于it 隨時間線性減小，電感lá 兩端感應電壓vl=vbc=ládit/dt 應為負值, vcb 為正值, 即c 點電位高于b 點電位。
由于 it=i0(1-t/tfi)
故 vl=vbc=ládit/dt=-lái0/tfi<0
vcb= -vbc= lái0/tfi
在it 下降的tfi 期間，開關兩端電壓
vt=vcem=vd-vl=vd+lái0/tfi
因此, 在關斷過程一開始，vt 立即從零上升到vcem, it 在從i0 下降至零期間, vt=vcem 不變。直到it=0、id=i0 以后, vt 才下降為電源電壓vd，如圖5(b)所示。vcem 超過vd 的數值取決于lá、tfi 和負載電流i0, 顯然過快的電流下降率di/dt(即tfi 小)、過大的雜散電感lá 或負載電流過大都會引起關斷時元件嚴重過電壓, 且伴隨著很大的功耗。可見，盡管igbt 的快速開通和關斷有利于縮短開關時間和減小開關損耗，但過快的開通和關斷，在大電感負載下，反而是有害的，開通時，存在續流二極管反向恢復電流和吸收電容器的放電電流，則開通越快，igbt 承受的峰值電流也就越大，甚至急劇上升，導致igbt 或者續流二極管損壞。關斷時，大電感負載隨igbt 的超速開通和關斷，將在電路中產生高頻、幅值很高而寬度很窄的尖峰電壓ldi/dt，常規的過電壓吸收電路由于受到二極管開通速度的限制難以吸收該尖峰電壓，因而vce 陡然上升產生過沖現象，igbt 將承受較高的dvce/dt 沖擊，有可能造成自身或電路中其它元器件因過電壓擊穿而損壞。
(3) 在開通和關斷瞬間開關器件的狀態運行軌跡超出反向安全工作區(rbsoa);
反向安全工作區(rbsoa)是由最大集電極電流icm、最大集射極間電壓vce 和電壓上升率dvce/dt 三條極限邊界線圍成的，隨igbt 關斷時的在加dvce/dt 而改變，dvce/dt 越高，rbsoa越窄，因此在開通和關斷瞬間產生的高dvce/dt 將會使開關器件的狀態運行軌跡更容易超出rbsoa，影響開關可靠性。
(4) 二極管反向恢復時的dv/dt 和igbt 關斷時的浪涌電壓會在開關時產生過流。
眾所周知，igbt 存在彌勒電容ccg 和輸入電容cge，igbt 兩端的電壓過沖會通過ccg 耦合柵極，使柵極電壓瞬時升高，因為柵極負偏壓和輸入電容cge 的存在，這時柵極電壓所達到的高度比集電極的過沖要低的多，但它還是可能超過門檻值而使本應截止的管子導通，因此上下橋臂直通而過電流【7】。
如果由此引起的門極電壓足以使管子進入飽和，則已不是直通而是短路了。在集電極電壓過沖后的震蕩衰減過程中這種過流或短路也會連續多次出現，實驗證明這一現象確實存在。
4 常用的解決方法
對于以上問題，一般采取的實用性措施有:選用有效的過流保護電路、采用無感線路、積極散熱、采用吸收電路和軟開關技術。
4.1 選用有效的過流保護驅動電路
在igbt 的應用中，關鍵是過流保護。igbt 能承受的過流時間僅為幾微秒，這與scr、gtr(幾十微秒)等器件相比要小得多，因而對過流保護的要求就更高了。igbt 的過電流保護可分為兩種類型，一種是低倍數(1.2~1.5 倍)的過載電流保護; 另一種是高倍數(8~10 倍)的短路電流保護。對于過載保護可采用瞬時封鎖門極脈沖的方法來實現保護。對于短路電流保護，加瞬時封鎖門極脈沖會因短路電流下降的di/dt 太大，極易在回路雜散電感上感應出很高的集電極電壓過沖擊穿igbt，使保護失效【8】。
因此對igbt 而言，可靠的短路電流保護應具備下列特點:
(1) 首先應軟降柵壓，以限制短路電流峰值，延長允許短路時間，為保護動作贏得時間;
(2) 保護切斷短路電流應實施軟關斷
igbt 驅動器exb841、m57962 和hl402b 均能滿足以上要求。但這些驅動器不能徹底封鎖脈沖，如不采取措施在故障不消失情況下會造成每周期軟關斷保護一次的情況，這樣產生的熱積累仍會造成igbt 的損壞。為此可利用驅動器的故障檢測輸出端通過光電耦合器來徹底封
鎖門極脈沖，或將工作頻率降低至1hz 以下，在故障消失時自動恢復至正常工作頻率【9】。如圖6 所示，igbt 的驅動模塊m57962l 上自帶保護功能，檢測電路檢測到檢測輸入端1 腳為15v 高電平時，判定為電流故障，立即啟動門關斷電路，將輸出端5 腳置低電平，使igbt
截止，同時輸出誤差信號使故障輸出端8 腳為低電平，以驅動外接保護電路工作，延時8~10ìs 封鎖驅動信號，這樣能很好地實現過流保護。經1~2ms 延時后，如果檢測出輸入端為高電平，則m57962l 復位至初始狀態。
圖6 m57962l 內部結構框圖
4.2 采用無感線路
由前面的分析可知，相對于同樣的di/dt，如果減小雜散電感lá 的數值，同樣可以緩減關斷過程的dvce/dt。對于功率較大的igbt 裝置，線路寄生電感較大，可用兩條寬而薄的母排，中間夾一層絕緣材料，相互緊疊在一起，構成低感母線，也有專門的生產廠家為裝置配套制
作無感母線。無感母線降低電壓過沖的意義不僅為了避免過流或短路，還在于減輕吸收電路的負擔，簡化吸收電路結構，減少吸收電阻功耗，減少逆變器的體積。這也是很令人關注的問題【7】。
4.3 積極散熱
igbt 在開通過程中，大部分時間是作為mosfet 來運行的，只是在集射電壓vce 下降過程后期，pnp 晶體管由放大區至飽和區，增加了一段延緩時間，使vce 波形被分為兩段。igbt在關斷過程中，mosfet 關斷后，pnp 晶體管中的存儲電荷難以迅速消除，使集電極電流波形變為兩段，造成集電極電流較大的拖尾時間。顯然，開通關斷時間的延遲會增加開關損耗，并且，每開通關斷一次損耗就會累加，如果開關頻率很高，損耗就會很大，除了降低逆變器的效率以外，損耗造成的最直接的影響就是溫度升高，這不僅會加重igbt 發生擎住效應的危險，而且，會延長集電極電流的下降時間和集射電壓的上升時間，引起關斷損耗的增加。顯然，這是一個惡性循環，因此，為igbt 提供良好的散熱條件是有效利用器件，減少損耗的主要措施。除了正確安裝散熱器外，安裝風扇以增強空氣流通，可以有效的提高散熱效率。
4.4 軟開關技術的應用
軟開關技術是在電路中增加了小電感、電容等諧振元件, 在開關過程前后引入諧振, 使開關條件得以改善, 從而抑制開關過程的電壓、電流過沖, 提高開關可靠性。目前, 適用于dc/dc和dc/ac 變換器的軟開關技術有如下幾種【10】:
(1) 諧振型變換器
諧振型變換器是負載r 與lc 電路組成的負載諧振型變換器，其諧振元件在整個開關周期中一直工作，這種變換器的工作狀態與負載的關系很大，對負載的變化很敏感。
(2) 準諧振型變換器qrcs
如圖7 所示(a)(b)分別為零電壓準諧振電路和零電流準諧振電路，這類變換器的諧振元件只參與能量變換的某一階段而不是全過程，一般采用脈沖頻率調制法調控輸出電壓和輸出功率。
(3) 諧振型直流環節逆變器rdcli
在逆變器直流母線與直流輸入端之間加入一個輔助lc 諧振回路，如圖8 所示，工作時啟動lc 電路不斷地諧振，使并聯在直流母線上的電容電壓vc 周期性地變為零，從而為后面的逆變橋的開關器件創造零電壓開關條件。該電路中電壓vc 的諧振峰值很高，增加了對開關器件耐壓的要求。
(4) 零開關pwm 變換器
這類變換器是在qrcs 基礎上加入一個輔助開關管來控制諧振元件的諧振過程，僅在需要開關狀態轉變時才啟動諧振電路，為開通或關斷制造零電壓或零電流條件。如圖9 所示(a)為零電壓pwm 開關電路，(b)為零電流pwm 開關電路，變換器可按恒定頻率的pwm 方式運行，但是由于諧振電感是與主開關管串聯，lr 除承受諧振電流外還要提供負載電流，這樣電源供給負載的全部能量都要經過諧振電感lr，使得電路中存在很大的環流能量，增大電路的導通損耗; 此外，lr 的儲能極大的依賴輸入電壓和負載電流，電路很難在很寬的輸入電壓變化范圍和負載電流大范圍變化時滿足零電壓、零電流開關條件。
(5) 零轉換pwm 變換器
如果將諧振電感lr 及其輔助開關電路改為與主開關并聯，主開關通態時，lr 中不流過負載電流，僅在“開通”與“關斷”時啟動輔助開關電路形成主開關管的零電壓或零電流條件, 改變主開關通、斷狀態，開通或關斷電路。這時輔助電路的工作不會增加主開關管的電壓和電流壓力, 逆變器可以在很寬的輸入電壓范圍和負載電路范圍內工作在軟開關狀態，且電路中的無功交換被削減到最小。這種pwm 變換器稱為零轉換pwm 變換器，如圖10 所示:(a)為零電壓轉換pwm 開關電路，(b)為零電流轉換pwm 開關電路。電路簡單, 效率高是他們的主要特點。
軟開關技術需要附加額外的開關元件、輔助電源、檢測手段、控制策略等，輔助開關驅動電路要與主開關驅動電路隔離，且對輔助電路提出了更快的開關時間要求。電路與控制的復雜化帶來了成本的提高與可靠性的降低，故許多軟開關技術的推廣應用受到很大的限制。如果軟開關技術采用新的驅動技術，可使用與主開關驅動信號有簡單邏輯關系的信號控制輔助開關，甚至由電路進行自驅動，那么控制、檢測、驅動等附加電路可全部去掉，這將是軟開關技術發展的方向之一。
4.5 吸收電路
吸收電路，又稱緩沖電路。它利用無源器件通過參數匹配使主開關管工作于零電壓或零電流狀態，達到抑制電力電子器件的關斷時過電壓、開通時過電流，減小器件的開關損耗的目的。吸收電路一般分為兩類:
(1) 吸收電路中儲能元件的能量如果消耗在其吸收電阻上，稱其為耗能式吸收電路;
(2) 若吸收電路能夠將其儲能元件的能量回饋給負載或電源，稱其為能量回饋型吸收電路，或稱為無損吸收電路。
傳統的耗能式吸收電路把能量通過電阻泄放，主管開關損耗的降低以額外吸收損耗的增加為代價，而無損吸收技術能夠將儲能元件中的能量回饋至電源、負載或大幅削減其數值，大大增加吸收強度,達到軟開關目的【4】。
實現橋臂無損吸收見諸文獻的大約有如圖11 所示幾種。圖11(a)(e)【12】電路從理論上實現了逆變器橋臂的無源無損吸收，但用作能量回饋的變壓器，其副邊的二極管耐壓值過高是該電路的致命弱點; 圖11(c)(d)【11】實際上是用于橋式dc-dc 變換器的結構, 這一拓撲中電感單純用作抑制吸收電容充放電電流,
圖11 幾種無源無損耗吸收電路
對于一般逆變橋臂則起不到開通緩沖的作用; 圖11(b)【13】是無損吸收電路研究的最新水平，它完全用lcd 網絡實現無損吸收, 避免了互感元件帶來的一系列問題, 最大限度地歸并元件, 工程適用化程度高; 但也存在一些問題,如主開關關斷沖擊電壓和開通電流過沖相互制約, 且負載依賴性大, 工作適應范圍小, 設計、安裝難度大，多相臂間可能相互影響等。吸收電路是最早被采用的開關應力改善方法【14】【15】。相比軟開關技術，他在變換效率、可靠性等指標上以及性價比方面占優。但也存在一些缺點:具有較強負載依賴性; 使用變壓器時，負邊二極管耐壓值過高; 吸收網絡分析困難，附加損耗大等，這些都是與無源方式的固有性質相關聯的。
5 結束語
為降低pwm逆變器中的功率元件igbt 高頻工作下的開關損耗,改善線路電感分布電容等因素對開關及其工作過程的影響，抑制開關在開通和關斷時的di/dt 和dv/dt,本文介紹了多種解決方法。選用帶有效過流保護的驅動電路是igbt 開關逆變器正常工作的前提，目前國內外常用的igbt驅動電路模塊都帶有過流保護功能，對短路電流能夠正確的判斷并采取相應措施，對開關器件實現可靠的保護。
積極散熱是必不可少的措施，雖然它不能從本質上降低開關損耗，提高開關可靠性，但保持一定的冷卻條件不僅可以減少發生擎住效應的危險，也可以在一定程度上抑制開關損耗。軟開關是在開關處于零電壓或零電流狀態時開通或關斷，則理論上由于元件在開關前后狀態不變，即di/dt＝0 或dv/dt＝0，就沒有了過壓和過流的問題，而且，開關速度不受影響，損耗就減少了。但為了制造軟開關，開通狀態下的電壓電流難免會作相應的變化(振蕩)，增加通態損耗，由于導通壓降不是很大，損耗不會增加很多。吸收電路是將在元件開關過程中產生的過壓和過流等多余的能量吸收，并存儲在儲能元件里，等開關處于穩定狀態時，再想辦法把儲存的能量反饋到電源和負載中，以提高逆變器的效率。
采用無感母線可以減輕吸收電路的負擔，簡化吸收電路結構，降低吸收電阻功耗，減少逆變器的體積。
以上幾項措施的采用，使得igbt 即便在高開關頻率下也能安全、經濟、可靠的運行。igbt靜態參數測試系統可測試IGBT參數包括ICES、BVCES、IGESF、VGETH、VGEON、VCESAT、ICON、VF、FS、rCE等全直流參數，所有小電流指標保證1%重復測試精度，大電流指標保證2%以內重復測試精度。